時間：2023-03-22 17:45:03
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引言：
在電力系統微機保護和二次控制中，很多信號的處理與分析都是基于對正弦基波和某些整次諧波的分析，而系統電壓電流信號（尤其是故障瞬變過程）中混有各種復雜成分，所以濾波器一直是電力系統二次裝置的關鍵部件【1】。目前微機保護和二次信號處理軟件主要采用數字濾波器。傳統的數字濾波器設計使用繁瑣的公式計算，改變參數后需要重新計算，在設計濾波器尤其是高階濾波器時工作量很大。利用MATLAB信號處理工具箱（SignalProcessingToolbox）可以快速有效的實現數字濾波器的設計與仿真。
1數字濾波器及傳統設計方法
數字濾波器可以理解為是一個計算程序或算法，將代表輸入信號的數字時間序列轉化為代表輸出信號的數字時間序列，并在轉化過程中，使信號按預定的形式變化。數字濾波器有多種分類，根據數字濾波器沖激響應的時域特征，可將數字濾波器分為兩種，即無限長沖激響應（IIR）濾波器和有限長沖激響應（FIR）濾波器。
IIR數字濾波器具有無限寬的沖激響應，與模擬濾波器相匹配。所以IIR濾波器的設計可以采取在模擬濾波器設計的基礎上進一步變換的方法。FIR數字濾波器的單位脈沖響應是有限長序列。它的設計問題實質上是確定能滿足所要求的轉移序列或脈沖響應的常數問題，設計方法主要有窗函數法、頻率采樣法和等波紋最佳逼近法等。
在對濾波器實際設計時，整個過程的運算量是很大的。例如利用窗函數法【2】設計M階FIR低通濾波器時，首先要根據（1）式計算出理想低通濾波器的單位沖激響應序列，然后根據（2）式計算出M個濾波器系數。當濾波器階數比較高時，計算量比較大，設計過程中改變參數或濾波器類型時都要重新計算。
設計完成后對已設計的濾波器的頻率響應要進行校核，要得到幅頻相頻響應特性，運算量也是很大的。我們平時所要設計的數字濾波器，階數和類型并不一定是完全給定的，很多時候都是要根據設計要求和濾波效果不斷的調整，以達到設計的最優化。在這種情況下，濾波器的設計就要進行大量復雜的運算，單純的靠公式計算和編制簡單的程序很難在短時間內完成設計。利用MATLAB強大的計算功能進行計算機輔助設計，可以快速有效的設計數字濾波器，大大的簡化了計算量，直觀簡便。
2數字濾波器的MATLAB設計
2.1FDATool界面設計
2.1.1FDATool的介紹
FDATool（FilterDesign&AnalysisTool）是MATLAB信號處理工具箱里專用的濾波器設計分析工具，MATLAB6.0以上的版本還專門增加了濾波器設計工具箱（FilterDesignToolbox）。FDATool可以設計幾乎所有的基本的常規濾波器，包括FIR和IIR的各種設計方法。它操作簡單，方便靈活。
FDATool界面總共分兩大部分，一部分是DesignFilter，在界面的下半部，用來設置濾波器的設計參數，另一部分則是特性區，在界面的上半部分，用來顯示濾波器的各種特性。DesignFilter部分主要分為：
FilterType（濾波器類型）選項，包括Lowpass（低通）、Highpass（高通）、Bandpass（帶通）、Bandstop（帶阻）和特殊的FIR濾波器。
DesignMethod（設計方法）選項，包括IIR濾波器的Butterworth（巴特沃思）法、ChebyshevTypeI（切比雪夫I型）法、ChebyshevTypeII（切比雪夫II型）法、Elliptic（橢圓濾波器）法和FIR濾波器的Equiripple法、Least-Squares（最小乘方）法、Window（窗函數）法。
FilterOrder（濾波器階數）選項，定義濾波器的階數，包括SpecifyOrder（指定階數）和MinimumOrder（最小階數）。在SpecifyOrder中填入所要設計的濾波器的階數（N階濾波器，SpecifyOrder＝N-1），如果選擇MinimumOrder則MATLAB根據所選擇的濾波器類型自動使用最小階數。
FrenquencySpecifications選項，可以詳細定義頻帶的各參數，包括采樣頻率Fs和頻帶的截止頻率。它的具體選項由FilterType選項和DesignMethod選項決定，例如Bandpass（帶通）濾波器需要定義Fstop1（下阻帶截止頻率）、Fpass1（通帶下限截止頻率）、Fpass2（通帶上限截止頻率）、Fstop2（上阻帶截止頻率），而Lowpass（低通）濾波器只需要定義Fstop1、Fpass1。采用窗函數設計濾波器時，由于過渡帶是由窗函數的類型和階數所決定的，所以只需要定義通帶截止頻率，而不必定義阻帶參數。
MagnitudeSpecifications選項，可以定義幅值衰減的情況。例如設計帶通濾波器時，可以定義Wstop1（頻率Fstop1處的幅值衰減）、Wpass（通帶范圍內的幅值衰減）、Wstop2（頻率Fstop2處的幅值衰減）。當采用窗函數設計時，通帶截止頻率處的幅值衰減固定為6db，所以不必定義。
WindowSpecifications選項，當選取采用窗函數設計時，該選項可定義，它包含了各種窗函數。
2.1.2帶通濾波器設計實例
本文將以一個FIR濾波器的設計為例來說明如何使用MATLAB設計數字濾波器：在小電流接地系統中注入83.3Hz的正弦信號，對其進行跟蹤分析，要求設計一帶通數字濾波器，濾除工頻及整次諧波，以便在非常復雜的信號中分離出該注入信號。參數要求：96階FIR數字濾波器，采樣頻率1000Hz，采用Hamming窗函數設計。
本例中，首先在FilterType中選擇Bandpass（帶通濾波器）；在DesignMethod選項中選擇FIRWindow（FIR濾波器窗函數法），接著在WindowSpecifications選項中選取Hamming；指定FilterOrder項中的SpecifyOrder＝95；由于采用窗函數法設計，只要給出通帶下限截止頻率Fc1和通帶上限截止頻率Fc2，選取Fc1＝70Hz，Fc2＝84Hz。設置完以后點擊DesignFilter即可得到所設計的FIR濾波器。通過菜單選項Analysis可以在特性區看到所設計濾波器的幅頻響應、相頻響應、零極點配置和濾波器系數等各種特性。設計完成后將結果保存為1.fda文件。
在設計過程中，可以對比濾波器幅頻相頻特性和設計要求，隨時調整參數和濾波器類型，
以便得到最佳效果。其它類型的FIR濾波器和IIR濾波器也都可以使用FDATool來設計。
Fig.1MagnitudeResponseandPhaseResponseofthefilter
2.2程序設計法
在MATLAB中，對各種濾波器的設計都有相應的計算振幅響應的函數【3】，可以用來做濾波器的程序設計。
上例的帶通濾波器可以用程序設計：
c=95;％定義濾波器階數96階
w1=2*pi*fc1/fs;
w2=2*pi*fc2/fs;%參數轉換，將模擬濾波器的技術指標轉換為數字濾波器的技術指標
window=hamming(c+1);%使用hamming窗函數
h=fir1(c,[w1/piw2/pi],window);％使用標準響應的加窗設計函數fir1
freqz(h,1,512);％數字濾波器頻率響應
在MATLAB環境下運行該程序即可得到濾波器幅頻相頻響應曲線和濾波器系數h。篇幅所限，這里不再將源程序詳細列出。
3Simulink仿真
本文通過調用Simulink中的功能模塊構成數字濾波器的仿真框圖，在仿真過程中，可以雙擊各功能模塊，隨時改變參數，獲得不同狀態下的仿真結果。例如構造以基波為主的原始信號，，通過Simulink環境下的DigitalFilterDesign（數字濾波器設計）模塊導入2.1.2中FDATool所設計的濾波器文件1.fda。仿真圖和濾波效果圖如圖2所示。
可以看到經過離散采樣、數字濾波后分離出了83.3Hz的頻率分量（scope1）。之所以選取上面的疊加信號作為原始信號，是由于在實際工作中是要對已經經過差分濾波的信號進一步做帶通濾波，信號的各分量基本同一致，可以反映實際的情況。本例設計的濾波器已在實際工作中應用，取得了不錯的效果。
4結論
利用MATLAB的強大運算功能，基于MATLAB信號處理工具箱（SignalProcessingToolbox）的數字濾波器設計法可以快速有效的設計由軟件組成的常規數字濾波器，設計方便、快捷，極大的減輕了工作量。在設計過程中可以對比濾波器特性，隨時更改參數，以達到濾波器設計的最優化。利用MATLAB設計數字濾波器在電力系統二次信號處理軟件和微機保護中，有著廣泛的應用前景。
參考文獻
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2．蔣志凱.數字濾波與卡爾曼濾波【M】北京：中國科學技術出版社，1993
0.前言
隨著電力電子裝置的廣泛應用,電網中的諧波污染也日益嚴重。另外,許多電力電子裝置的功率因數很低,給電網帶來額外負擔并影響供電質量?？梢娤C波污染并提高功率因數,已成為電力電子技術中的一個重要的研究領域。解決電力電子裝置的諧波污染和低功率因數問題的基本思路有兩條: (1)裝設補償裝置,以補償其諧波和無功功率; (2)對電力電子裝置本身進行改進,使其不產生諧波,且不消耗無功功率,或根據需要對其功率因數進行控制。
1.無功與諧波自動補償裝置的原理
1.1有源電力濾波器的原理
電力濾波器主要包括有源濾波器和無源濾波器,或兩者的混合,即混合濾波器。
有源電力濾波器(APF)根據其與補償對象連接的方式不同,分為并聯型和串聯型兩種,而并聯型濾波器在實際中應用較廣。下面以并聯型有源濾波器為例,介紹其工作原理。論文參考。HPF(High Pass Filter)是由無源元件RLC組成的高通濾波器,其主要作用是濾除逆變器高頻開關動作和非線性負載所產生的高頻分量;負載為諧波源,它產生諧波并消耗無功功率。有源電力濾波器主要由兩部分組成,即指令電流運算電路和補償電流發生電路(PWM信號發生電路、驅動電路和逆變主電路)。指令電流運算電路的作用是檢測出被補償對象中的諧波和無功電流分量,補償電流發生電路的作用是根據指令電流發出補償電流的指令信號,控制逆變主電路發出補償電流。
作為主電路的PWM變流器,在產生補償電流時,主要作為逆變器工作。為了維持直流側電壓基本恒定,需要從電網吸收有功電流,對直流側電容充電時,此時作為整流器工作。它既可以工作在逆變狀態,又可以工作在整流狀態,而這兩種狀態無法嚴格區分。
有源濾波器的基本工作原理是:通過電壓和電流傳感器檢測補償對象(非線性負載)的電壓和電流信號,然后經指令電流運算單元計算出補償電流的指令信號,再經PWM控制信號單元將其轉換為PWM指令,控制逆變器輸出與負載中所產生的諧波或無功電流大小相等、相位相反的補償電流,最終得到期望的電源電流。
1.2無功與諧波自動補償裝置的原理
為適應濾波器要求容量大這一特點,我們采用了有源電力濾波器與無源LC濾波器并聯使用的方式。其基本思想是利用LC濾波器來分擔有源電力濾波器的部分補償任務。由于LC濾波器與有源電力濾波器相比,其優點在于結構簡單、易實現且成本低,而有源電力濾波器的優點是補償性能好。兩者結合同時使用,既可克服有源電力濾波器成本高的缺點,又可使整個系統獲得良好的濾波效果。
在這種方式中,LC濾波器包括多組單調諧濾波器和高通濾波器,承擔了補償大部分諧波和無功的任務,而有源濾波器的作用是改善濾波系統的整體性能,所需要的容量與單獨使用方式相比可大幅度降低。
從理論上講,凡使用LC濾波器均存在與電網阻抗發生諧振的可能,因此在有源電力濾波器與LC濾波器并聯使用方式中,需對有源電力濾波器進行有效控制,以抑制無源濾波器與系統阻抗之間發生諧振。論文參考。
2.無功與諧波自動補償裝置控制系統設計
2.1系統技術指標
(1)適用電源電壓等級: 220 V(AC) , 380V(AC)
(2)有源濾波器補償容量: 50kVA(基波無功);150A(最大瞬時補償電流)
(3)可以控制的無源補償網絡的功率等級: 500kVA。
(4)在無源補償網絡容量范圍內,補償后的電源電流:功率因數高于0. 9,總諧波畸變系數(THD) <5%,三相負載電流的不對稱系數<3%。
(5)可適用的運行環境:室內;溫度-20~
55℃;相對濕度<90%。
2.2有源濾波器控制系統的設計
雙DSP芯片分別采用浮點芯片TMS320VC33和定點芯片TMS320LF2407,以下簡稱為VC33和F2407。對VC33來講,其運算能力很強,主頻最高為75MHz,但片內資源和對外I/O端口較少,邏輯處理能力也較弱,主要用于浮點計算和數據處理;而F2407正好相反,其片外接口資源豐富,I/O端口使用方便,但其精度和速度有一定限制。所以用于數據采集和過程控制。
中央控制器由F2407實現,主要用于①主電路電壓、電流的采集;②四象限變流器的控制;③無源補償控制指令的;④顯示、按鍵控制;⑤與上位機的通訊。兩個DSP芯片通過雙端口RAM完成數據交換。通過這兩個DSP芯片的互補結合,可充分發揮各自的優點,使控制系統達到最佳組合。各相無源補償網絡的控制及電流檢測由各自的控制器完成。各控制器通過光電隔離的RS-485通訊總線與F2407相連。
3.結論
3.1提出了一種新的電力系統諧波與無功功率的綜合動態補償方式,對無功與諧波自動補償裝置主電路和控制系統工作原理進行了分析。
3.2由于電源系統的諧波對應于一個連續的頻譜,投入有源濾波器可以大大改善濾波性能,并能抑制LC電路與電網之間的諧振。有源濾波器的控制系統采用了基于雙DSP結構的全數字化控制平臺。論文參考。
3.3在此項目的實踐中,電力系統的功率因數提高到0.9以上,完全符合此項目合同的技術性能指標。同時使供電網的諧波得到了有效抑制。通過儀器檢測5次、7次等諧波電流幾乎為零值。
【參考文獻】
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中圖分類號:TP391文獻標識碼:A文章編號:1009-3044(2010)19-5381-02
繼電保護裝置是一種利用電磁感應原理而發展起來的電力系統保護裝置,隨著電子技術和網絡通信技術的飛速發展,目前已經發展到微機型階段,并且利用軟件技術可以實現由軟件技術驅動硬件而實現微機繼電保護,這就是目前研究很熱的技術――基于虛擬儀器技術的繼電保護系統。利用虛擬儀器技術實現的微機繼電保護裝置,具有傳統微機繼電保護裝置所不具備的優勢,例如控制更加安全可靠等。
本論文主要將虛擬技術應用于微機保護實驗系統,擬對基于虛擬儀器技術的微機保護系統進行開發,并從中找到可靠有效的微機保護實驗方法與建議,并和廣大同行分享。
1 微機繼電保護概述
1.1 微機繼電保護的基本構成
微機繼電保護裝置,其基本結構構成與普通的電力保護裝置一樣,也是有硬件和軟件兩大部分構成。硬件部分主要由數據采集系統、數據處理系統及邏輯判斷控制模塊等幾個部分構成,主要由數據采集模塊負責對電力系統的相關電參數實現檢測與采集,并將數據傳送至數據處理系統,數據經過運算之后,由邏輯判斷控制模塊調用軟件控制程序,并發出相應的控制信號,驅動保護裝置執行保護動作,從而實現電力繼電保護的功能。
隨著集成電子電路技術的發展,目前發展的微機型繼電保護裝置,其硬件系統主要由CPU(微處理器)主機系統、模擬量數據采集系統和開關量輸入/輸出系統三大部分組成,盡管結構構成已經發生一定變化,但其實實現繼電保護的基本原理仍是一樣的,由模擬量數據采集系統負責相關保護參數的采集,微機繼電保護裝置是以微處理器為核心,根據數據采集系統所采集到的電力系統的實時狀態數據,按照給定算法來檢測電力系統是否發生故障以及故障性質、范圍等,并由此做出是否需要跳閘或報警等判斷。
1.2 微機繼電保護裝置的特點
微機保護與常規保護相比具有以下優點:
1) 微機繼電保護裝置主要由微處理器為核心而構成的硬件系統,因此借助于現代功能強大的微處理器,微機型繼電保護裝置可以實現一定程度的智能化。
2) 相比于傳統的機械式硬件實現的硬件保護裝置,微機型繼電保護裝置能夠依靠數據采集模塊實現對相關參數的檢測與采集,整個過程實現數字化流程,這就為繼電保護裝置的控制功能的穩定性、可靠性提供了技術條件;另一方面,依靠微處理器內部的軟件程序,微機繼電保護裝置能夠進行周期性自檢,一旦發現自身硬件或者軟件發生故障,能夠立即實施報警,從而保障了繼電保護裝置功能的可靠性。
3) 傳統的機械式硬件實現的硬件保護裝置,其保護功能較為單一,僅僅是實現基本的保護功能,動作依靠一次性機械元件完成,一旦該部件發生故障,則整個繼電保護裝置無法工作;而微機型繼電保護裝置除了能夠利用弱電驅動控制實現繼電保護的功能外,還能夠依靠數據采集系統對整個電力系統的相關電力參數都實施監測與采集,通過程序的分析,實現對電力系統整體性能的檢測,保護功能大大豐富。
4) 傳統的機械式硬件實現的硬件保護裝置,其功能調試復雜,工作量大,而且極容易造成內部晶體管集成電路的失效,而現代微機繼電保護裝置,依靠內部的核心微處理器,能夠開發專用的人機交互系統,利用人機交互系統實現繼電保護裝置的調試,簡單易行,還可以自動對保護的功能進行快速檢查。
5) 利用微機的智能特點,可以采用一些新原理,解決一些常規保護難以解決的問題。例如,采用模糊識別原理或波形對稱原理識別判斷勵磁涌流,利用模糊識別原理判斷振蕩過程中的短路故障,采用自適應原理改善保護的性能等。
2 基于虛擬儀器的微機保護實驗系統開發設計
2.1 總體結構設計
本論文探討的是基于虛擬儀器技術的微機繼電保護系統,因此首先面臨選擇合適的虛擬儀器開發平臺的問題,這里選擇基于G語言的LabView開發平臺是目前國際最先進的虛擬儀器控制軟件,集中了對數據的采集、分析、處理、表達,各種總線接口、VXI儀器、GPIB及串口儀器驅動程序的編制?；谔摂M儀器的微機繼電保護裝置系統,是利用虛擬儀器開發平臺,構建虛擬的微機繼電保護裝置,實現完整的微機繼電保護裝置的全部功能,并對設計的虛擬繼電保護裝置進行評估和改進,從而完成微機繼電保護系統設計的一種設計手段。
利用虛擬儀器技術進行微機繼電保護系統的開發設計,從具體設計流程來說,主要從以下幾個環節入手進行總體結構的設計:
根據微機繼電保護系統的設計目標、設計功能,列出所需要的相關硬件,構建整體微機繼電保護系統結構框架;另一方面,盡量采用模塊化的開發設計模式,將微機繼電保護系統按照不同的功能環節,設計各功能模塊之間的結構關系。
如下圖所示,是本論文所探討的利用虛擬儀器平臺所開發的微機繼電保護系統結構原理圖。這種方式既便于模塊的單獨調試,節省系統開發周期,又便于系統功能的改變,使系統具有更強的移植與升級功能。
如圖1所示,基于虛擬儀器技術的微機保護系統結構主要由一次系統、轉換模塊、數據采集模塊、保護測量模塊及保護決策軟件系統等幾部分構成,一次系統主要負責面向電網系統模擬設置合適的傳感器,將相關擬生成電網的二次側電壓、電流信號,信號經過轉換、調理電路變換成符合要求的-5V～+5V模擬信號送數據采集模塊,數據采集模塊主要由DAQ數據采集卡構成,能夠自動將模擬產生的模擬電壓信號進行A/D轉換,并進行初步的數據處理轉換再傳送給以虛擬微處理器為核心的保護決策模塊,最終將生成的繼電保護控制決策信號輸出到保護策略模塊,最終實現微機繼電保護系統的功能。
2.2 數據采集模塊的設計與實現
本文中微機實現的繼電保護實驗系統輸入信號來源于繼電保護測試儀,根據保護系統測試輸入信號的特點,本論文采用數據采集卡來負責數據的采集與高速傳輸。
2.2.1 數據采集卡的選擇
要實現基于虛擬儀器技術平臺的微機繼電保護系統,一次系統在完成相應電力系統電參數的傳感檢測之后,數據采集模塊要能夠按照微機繼電保護系統的功能于設計要求實現相應數據的轉換與采集,因此,數據采集卡的選擇成為整個微機繼電保護系統保護功能實現的關鍵。目前的數據采集卡,主要有12位或16位的DAQ數據采集卡,在具體決定選用12位還是16位的DAQ設備時,主要從采集精度和分辨率這兩個指標考慮,可以由給定的系統精度指標衡量出DAQ卡需要的整體精度。
在本論文中,這里選取PCI-1716數據采集卡。PCI-1716是研華公司的一款功能強大的高分辨率多功能PCI數據采集卡,它帶有一個250KS/s16位A/D轉換器,1K用于A/D的采樣FIFO緩沖器。PCI-1716可以提供16路單端模擬量輸入或8路差分模擬量輸入,也可以組合輸入。它帶有2個16位D/A輸出通道,16路數字量輸入/輸出通道和1個10MHz16位計數器通道。PCI-1716系列能夠為不同用戶提供專門的功能。
2.2.2 虛擬數據采集程序的實現
在選擇了數據采集卡硬件設備之后,需要借助于虛擬儀器平臺為整個系統設計虛擬護具采集程序。在具體進行設計時,由系統內部虛擬程序產生數據采集卡鎖需要的相應信號,具體來說就是CT、PT信號,因此,在具體編程時,首先將CT、PT信號傳輸至相應的濾波器,LabVIEW提供了各種典型的濾波器模塊,根據需要可以設置成低通、高通、帶通、帶阻等類型的濾波器;其次,將經過數據濾波處理之后的數據進行輸出。數據采集模塊的程序如圖2所示。
2.3 微機保護模塊的設計與實現
既然在數據采集模塊之后需要進行數據的濾波,盡管LabVIEW提供了各種典型的濾波器模塊,但是仍然需要借助于虛擬濾波模塊設計專用的濾波算法,而且在微機繼電保護系統中,對電力系統的繼電保護功能的實現,主要是由相應的濾波保護算法實現的,因此有必要為虛擬微機電力保護系統設計濾波保護算法程序。
本論文采用如下的設計方法對濾波保護算法進行設計:
1) 利用LabVIEW自帶的濾波器進行數據的排序濾波。
2) 按照系統保護功能所需要的數據頻帶,設置相應的低通、高通、帶通、帶阻等燈濾波保護功能。按照上述方法,基于虛擬儀器平臺的微機繼電保護系統,其濾波器輸入得到的數據序列,多數是傳感器采集到的電參數,如電壓和電流,而電壓和電流數據是離散的數字量序列,其中包含了大量的諧波干擾信號,因此有必要進行濾波。在本論文中,采用了二級濾波保護算法,即分別進行前置濾波和后置濾波,實現對數據的二級濾波保護,從而提高整個微機繼電保護系統的穩定性和可靠性。前置濾波模塊如圖3所示,后置濾波模塊如圖4所示。其中前置濾波模塊提供了差分濾波器、積分濾波器、級聯濾波器、半波和1/4周波傅立葉濾波器、半波和1/4周波沃爾氏濾波器,可以根據需要自行選擇;后置濾波模塊提供了平均值濾波器、中間值濾波器,也可以自由選擇。
3 結束語
利用虛擬儀器技術進行微機繼電保護裝置系統的設計開發,能夠很好的避免了實物硬件開發設計所帶來的周期較長、調試較復雜以及成本較高等劣勢,所有的開發設計任務全部在虛擬儀器平臺上完成。本論文將虛擬儀器技術應用到了微機保護裝置的設計,對于進一步提高微機繼電保護裝置的可靠性與穩定性具有優勢,同時借助于虛擬儀器技術的開發,能夠更好的實現電氣繼電保護功能的完善與提升。
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【關鍵詞】諧波；檢測；混合型濾波器；有源濾波器；無源濾波器
1、前言：隨著工業技術的發展，電力系統中非線性負荷大量增加，相應的各種非線性和時變性電子裝置得以廣泛應用，帶來了配電網中電流和電壓波形的嚴重失真，從而取代了傳統的變壓器等鐵磁材料的非線性引起的諧波，成為最主要的諧波源，其負面效應是電能質量的下降，同時嚴重影響著供、用電設備的安全經濟運行，使供電和用電企業造成了巨大的經濟損失，應用現代技術對諧波進行經濟、有效地補償是目前急待解決的重要問題之一。消除諧波的方法是加裝濾波裝置，而有源電力濾波器由于具有高度可控性和快速響應性，能對頻率和幅值都變化的諧波進行跟蹤補償，因而受到廣泛的重視，成為目前國內外供電系統諧波抑制研究的熱點，有源電力濾波器作為抑制電網諧波、補償供電系統無功功率的新型電力電子裝置得到快速發展，其中并聯型有源電力濾波器的使用最為廣泛。本課題通過開發應用大功率混合有源濾波器在大型鋁型材廠的配電網諧波治理中的應用，動態的補償無功和諧波抑制來提高電能質量。
2、本論文研究的主要內容：鑒于有源電力濾波器在電網諧波抑制中如此重要的地位，人們對有源電力濾波器的研究也越來越深入，新的研究方法和研究理論不斷涌現。本論文針對配電網中諧波源的特征，構建了一種基于電壓檢測的混合型有源電力濾波器。該混合方案既可以使無源濾波器的濾波效果更為顯著，又能極大地節省有源部分的容量。
3、諧波治理方法介紹：目前諧波治理的基本方法有以下三種：（1）減小非線性用電設備與電源間的電氣距離。通過減少系統阻抗來提高供電電壓等級。（2）隔離諧波。非線性用電設備產生的諧波，不僅直接影響到本級電網，而且經過變壓器的傳變影響到上級電網。如何把這些非線性用電設備產生的諧波不影響或少影響其他幾級電網，這也是諧波治理的一個基本思路。這一思路在電網中廣泛采用，發電機發出的電能經過Y/、Y0/、Y0/Y等接線組別的變壓器，把發電機產生的三次等零序分量的諧波與上級電網隔離開來，因此在110kV以上高壓電網上，三次諧波分量很小，幾乎是零。35kV也有少量Y/Y0接線的直配變，因此在35kV系統中三次諧波分量會比高壓電網大。（3）安裝濾波器。目前對配電側和用戶側諧波治理的方法，大多采用安裝濾波器來減少諧波分量。濾波器分為有源濾波器和無源濾波器兩大類。有源濾波器的基本工作原理是把電源側的電流波型與正弦波相比較，差額部分由有源濾波器進行補償，這是諧波治理的發展方向。現階段由于功率電子元件容量做不大、電壓做不高，而且成本很高，因此在現階段不可能大量推廣應用。無源濾波器是通過L、C串聯或并聯，使其在某次諧波產生諧振，當發生串聯諧振時，使濾波器兩端該次諧波的電壓很小，幾乎接近零，這類濾波器往往接在變壓器的二次側出口處，從而使變壓器的一次側該次諧波的分量也很小，達到對該次諧波治理的目的。
4、混合型電力濾波器的選擇
混合型主要指電力有源濾波器與交流無源濾波器的各種組合， 根據混合的方式不同可分為串-并型混合和并-并型這兩種混合型是基于經濟上的考慮， 其目的是綜合兩種濾波器的優點， 讓無源LC 濾波器承擔基波無功和低次諧波的靜態功率， APF 主要用來補償基波無功和低此諧波的動態功率以及高次諧波，這樣可大大降低APF 的容量， 從而降低了整套濾波裝置的成本， 達到治理效果與經濟的統一。
4.1連接方式
混合型電力濾波器視其中有源濾波器和無源濾波器的連接方式及其與電網的連接方式不同而具有多種拓撲方式。常見的主要有：有源電力濾波器和無源電力濾波器同時與電網并聯方式、有源電力濾波器和無源電力濾波器串聯后再與電網并聯方式、有源電力濾波器與電網串聯而無源電力濾波器與電網串聯方式等。
4.2電路結構
第一種方式中有源電力濾波器與無源電力濾波器之間存在諧波通道，故影響了整體的濾波特性；第三種方式則適用于直流側并聯大電容時的負載；考慮到晶閘管直流調速系統屬于直流側串聯大電感帶反電動勢的諧波源負載，故此處宜采用第二種方式，即有源電力濾波器與無緣電力濾波器串聯后再與電網并聯的方式。由此構成的混合型有源電力濾波器電路如圖示。
4.3濾波原理
混合型有源電力濾波器的檢測控制部分硬件主要由以下幾部分組成：（1）電流電壓采樣電路；（2）帶通濾波器；（3）過零比較中斷發生部分；（4）DSP計算控制器。將由電流電壓采樣電路采集得到的信號輸入帶通濾波器以濾除檢測電流電壓時出現的噪聲和畸變。帶通濾波器的中心頻率設置在50Hz，它是AF系統在公共連接點處存在電壓擾動（畸變、開關紋波和頻率漂移等）時仍能正常工作所必需的。帶通濾波器的輸出分為兩路，一路經A/D轉換后送入數字信號處理器DSP進行FFT分析，然后存儲到一片公用的RAM中，再分析計算控制對象的諧波和無功情況并產生控制信號；另一路則送入過零比較中斷發生電路，該電路用來每間隔60°產生一個中斷信號。因此，在公共連接點電壓的一個周期內將有六個間隔60°的一個脈沖序列從該電路輸入到DSP系統作為中斷信號。每來一個中斷，公共連接點處的電壓電流就被檢測一次，這樣就滿足了控制系統實時性的要求。DSP（采用內含PWM產生電路的TMS320F2812）的輸出控制TSF和APF的動作。
5、總結：混合型有源電力濾波器由無源濾波器和有源濾波器通過不同的連接方式構成。根據配電網諧波源特征，我們選擇了適用的混合型電力濾波器拓撲方式，而針對其中的有源濾波器部分設計了基于電壓檢測的諧波電流獲取方法，并由此構造了電路模型。經仿真實驗分析，我們證明該方案具有優良的諧波抑制特性，該設計思路和方法是正確可行的。
參考文獻
中圖分類號：TN713.5 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2013）07-0151-01
本世紀以來，在歐美日等國，對于雙頻濾波器的研究與設計一直受到極大的重視，迄今已開發了多種形式的雙頻濾波器，發表了很多論文和研究報告。微波雙頻帶通濾波器，可以同時工作在無線通信兩個不同頻帶。這種濾波器是用一個雙頻單元來處理兩個頻帶的信號。常用的設計方法主要有利用諧振腔結構的高頻寄生通帶，即把諧振腔的基模諧振頻率和它的第一個雜散響應頻率通過合理的耦合設計，分別形成雙頻帶通濾波器的第一和第二通帶。本文論述一種采用耦合諧振腔的雙頻帶通濾波器的分析和設計方法。
1 耦合諧振腔雙頻帶通濾波器原理
雙頻耦合帶通濾波器的等效電路可以看成是兩個單頻段耦合帶通濾波器的疊加，濾波器中的兩個諧振頻率由同一個諧振腔產生，因此諧振腔的個數可以減少一半。并且耦合諧振雙頻段濾波器的輸入輸出都只有一個諧振腔，因此設計需要在同一饋電點同時達到兩個頻段所要求的有載品質因數。濾波器中諧振腔之間的耦合也需要在同一位置同時滿足兩個頻段的設計要求。
設計一個雙頻帶通濾波器，首先要確定其通帶頻率以及帶寬，然后求出諧振腔的各個參數，枝節長度，位置。諧振腔之間的距離可以通過帶寬的需要來調節，在確定了諧振腔的尺寸之后，即要確定抽頭的位置，用以實現頻帶所需的有載品質因數。
2 雙頻帶通濾波器的設計
利用枝節加載的開環諧振腔，采用電耦合結構，設計了一個兩腔的切比雪夫雙頻帶通濾波器。該濾波器的兩個通帶中心頻率為f1=3.0GHz，f2=5.3GHz，帶內波紋0.01dB，3dB相對帶寬分別為FBW1=10%和FBW2=8%。
該濾波器印制于介電常數為2.65，厚度為1mm的介質板上，其結構如圖1所示。濾波器的電耦合系數隨諧振腔的間距S變化的曲線通過軟件Ansoft HFSS仿真得出，如圖2所示。
取θ1=93°，θ2=93°，θs=30°（基于基本諧振模式f1=3GHz得出）即可以實現f2/f1=1.78的頻率比，并通過仿真優化確定其相應參數的尺寸為La=10.5mm，L1=4.2mm，L2=1.6mm。
其中頻率f1和f2處所得到的電耦合系數分別用k1和k2表示，k1和k2的大小表示著諧振腔間的耦合強弱，決定著兩個工作頻率的相對帶寬的大小。由圖2中曲線可知，在同一個間距S處，k1值大于k2值，也就是說，該濾波器的相對帶寬FBW1將大于FBW2。但隨著S的增加，兩條曲線逐漸接近，k1與k2間的差值減小，相對帶寬也趨于接近。
對于兩級切比雪夫濾波器，諧振腔的耦合系數由帶通濾波器的相°對帶寬FBW，切比雪夫低通原型濾波器的元件值g1和g2，對應的頻帶n=1，2。通過計算得到濾波器的兩個頻帶的電耦合系數分別為0.047和0.037，則取間距S=0.7mm。
在確定了諧振腔的尺寸之后，即要確定抽頭的位置，用以實現頻帶所需的有載Qe。經過仿真優化，取饋點位置φ1=72°即可在兩個頻率處都實現良好的阻抗匹配，相應的結構參數Lf=9.1mm，Wf=0.9mm。最終仿真該濾波器所得到的S參數曲線如圖3所示。由圖3可知，兩個3dB通帶分別為2.8-3.2GHz和5.1-5.56GHz，帶內最大插入損耗-0.02dB和-0.07dB具有良好的通帶特性。
改變枝節的長度θs，高次模的諧振頻率也隨之相應改變，即第二個通帶的中心頻率f2將發生偏移。令θs分別為15°，30°和45°，進行仿真分析，所得到的S21曲線如圖7所示。由圖4可知，隨著θs的變長，工作頻率f2明顯向低頻處移動，而基模頻率f1幾乎保持不變，因此可以通過調節枝節的長度來改變頻率比，改變頻率f2的值。
由此可見，應用枝節加載諧振腔可以實現雙頻帶通濾波器的設計，通過調節枝節的長度及位置可實現任意頻率比。
3 結語
本文研究了雙頻耦合諧振帶通濾波器的設計理論，得到了雙頻帶通濾波器中濾波器參數與耦合系數及外部Q值之間的關系。對枝節加載開環諧振腔的特性進行了系統的研究，并利用這些理論和設計方法仿真設計了一個雙頻帶通濾波器，分析了參數變化對其諧振頻率的影響，兩個3dB通帶內最大插入損耗分別為-0.02dB和-0.07dB具有良好的通帶特性。仿真優化結果驗證了該方法設計雙頻帶通濾波器的有效性，證明了這種方法在設計無線通信系統雙頻帶通濾波器的可實用性。
參考文獻
1.引言
本文通過建立自適應卡爾曼濾波子濾波器的聯合濾波結構，采用模糊自適應算法實時檢測各子濾波器量測噪聲統計特性變化情況，跟蹤真實值，計算子濾波器置信度。將得到的置信度與地理信息相關聯存儲到數字軌道地圖中，列車運行時，調用該置信度對各子濾波器的輸出加權，得到最終的全局輸出。
2.列車組合定位信息融合平臺
用GPS接收機、ODO（里程計）、IMU（慣性測量單元）與數字軌道地圖構成組合定位系統。IMU作為主參考系統，分別與GPS、ODO構成子濾波器1和子濾波器2，子濾波器數學模型如下：
（1）
式中：Xk為k時刻的狀態向量;為狀態轉移矩陣;i為第i個子濾波器;為第i個子濾波器的量測向量;為量測矩陣;為噪聲矩陣;為噪聲向量;為量測噪聲向量;為對量測噪聲的加權系數。
3.基于置信度加權的信息融合
3.1 自適應卡爾曼濾波器
假定系統噪聲統計特性Q已知，量測噪聲統計特性R未知，設計自適應卡爾曼濾波器：
（2）
其中，Sk為對量測噪聲統計特性的調節系數。若b>1，表示放大Sk對的調節作用;若b<1，則表示縮小Sk對的調整作用;若b=0，意味著放棄Sk對的調整作用，此時上述濾波方法等同于常規卡爾曼濾波[1]。Sk的取值由模糊計算模塊得到，模塊的輸入為殘差實測方差與理論方差的比值。
將殘差的理論方差定義為，則由文獻[1]知：
（3）
將殘差的實測方差定義為Cr：
（4）
定義殘差實測方差與理論方差比值為qk：
（5）
3.2 考慮可信度的信息融合
本文用模糊隸屬度函數設定子濾波器置信度函數，由式（5）的值判斷子濾波器IMU/GPS、IMU/ODO的可信度。記子濾波器IMU/GPS可信度為P（F1），殘差比為q（1），子濾波器IMU/ODO可信度為P（F2），殘差比為q（2）：
（6）
根據子濾波器IMU/GPS、IMU/ODO可信度函數，得出子濾波器實時可信權值W1r、W2r：
（7）
當前位置兩個子濾波器的可信權值為W1p、W2p，則最終置信權值：
（8）
子濾波器的信息分配系數：
（9）
k時刻信息融合結果為：
（10）
4.仿真計算
使用標準聯合卡爾曼濾波信息融合方法和本文提出的環境信息置信度加權的信息融合方法進行仿真計算，誤差曲線如圖1所示。
圖1 東向定位誤差
由圖1可知，在2000s到4000s以及5000s到6000s之間GPS和里程計量測噪聲分別發生明顯變化，置信度加權方法通過改變子濾波器IMU/GPS、IMU/ODO的信息分配系數，弱化量測誤差大的傳感器，傳感器置信度加權融合方法明顯優于標準聯合卡爾曼濾波。而在4000s到5000s之間，由于GPS和里程計量測噪聲都發生明顯變化，兩個子濾波器IMU/GPS、IMU/ODO的置信度同時降低，通過傳感器置信度加權融合方法并不能明顯改善誤差。
5.結論
中圖分類號：TN713.5 文獻標識碼：A 文章編號：1009-914X（2014）29-0026-01
超寬帶濾波器位于超寬帶系統的射頻前端，它既可用來限定大功率發射機在規定的頻帶內輻射，反過來又可用來防止接收機受到工作頻帶以外的干擾，因此，超寬帶微波濾波器是超寬帶系統中的一個關鍵無源部件，它性能的好壞對于系統的整體性能有著重大的影響。
1、 超寬帶帶通濾波器的理論
超寬帶帶通濾波器的根本功能是實現選頻和抑制干擾的功能，即抑制不需要的頻段信號，使需要的頻段信號順利通過，在無線系統前端中占有重要的位置。微波濾波器有很多種分類方法，例如按方式分類（反射式、吸收式等）；按結構分類（如同軸線、微帶線等）；按作用分類（帶通、帶阻等）等等。通常我們會按照其作用方式將濾波器分為：低通、高通、帶通和帶阻濾波器。
在微波和毫米波系統中，構成濾波器、振蕩器以及天線等的重要元件是諧振器，它最常采用的結構是均勻特性阻抗結構（Uniform-Impedance resonator， UIR）。由于其結構簡單，并易于設計而被廣泛應用，UIR 型傳統濾波器的設計方法已相當完善。然而在實際的設計中，這樣的諧振器存在不少缺陷，例如由于結構簡單而設計參數有限，無法方便調節各個諧振模式。而階梯阻抗諧振器（Stepped-impedance resonator， SIR），將有效解決 UIR 所存在的不足，其重要特性是該諧振器的前幾個諧振模式可以通過改變阻抗比來調節，因此 SIR 作為一種基本諧振器單元，非常適合運用于多頻、寬帶濾波器設計中。同時在近年來，很多學者對支節線加載諧振器（Stub-loaded resonator， SLR）進行了大量擴展性的研究，發現 SLR 對諧振模式的控制具有一些獨特的特性而被廣泛運用在濾波器設計中。由于超寬帶帶通濾波器設計中，通帶范圍只有一個諧振模式的濾波器很難覆蓋如此寬的帶寬，這就需要諧振器工作于多個模式，通過模式之間的耦合來實現寬帶特性。因此為了設計出滿足 FCC 超寬帶通信系統要求的高性能小型化濾波器，利用 SIR，SLR 等多模諧振器結構設計超寬帶濾波器的方法相繼被提出。
2、 國內外超寬帶帶通濾波的研究現狀
超寬帶頻段的開放，極大地促進了超寬帶系統和超寬帶器件的研制。作為超寬帶系統的關鍵器件之一，超寬帶帶通濾波器的研究也深受各界的關注，得到了快速的發展。為了適應微波集成電路小型輕便化的要求，超寬帶濾波器不僅要求性能好，而且要體積小、結構緊湊。
超寬帶濾波器首先是由 Satio A.等人在 2003年提出，該濾波器是基于一種對高頻信號有較大衰減的特殊材料設計而成。但其缺點是插損較大，達到6dB，遠不能滿足現在超寬帶系統的要求。而后，在2004年Ishida H.等提出了一種微帶雙模環形諧振器結構的超寬帶濾波器，實現濾波器的相對帶寬為 83%，其帶內特性較好，但是帶外抑制效果并不理想。在近年來，隨著超寬帶技術的快速發展，國內外針對超寬帶濾波器這一研究熱點進行了廣泛的研究，提出了一些新的超寬帶濾波器的設計方法以滿足高性能、小型化的設計要求。
3、 超寬帶帶通濾波器的設計研究
3.1 寬阻帶 UWB 帶通濾波器設計
近幾年，專家學者提出了多種結構的超寬帶帶通濾波器，這些濾波器具有結構簡單、通帶內性能較好的優點。但其缺點是阻帶較窄，抑制高次諧波的性能不夠突出。因此，在實現寬通帶濾波器的同時，如何實現寬阻帶的特性，從而有效抑制諧波，提高 UWB 系統性能，成為當前的研究熱點。
單個叉指諧振器上阻帶較窄，不能抑制高次諧波。S-DGS和 S-SISS 結構具有帶阻特性，因此將叉指諧振器和 S-DGS、S-SISS 結合，設計了一種新型的超寬帶帶通濾波器，該濾波器的作頻帶在 3.1-10.8 GHz，帶內插損小于 1 dB，阻帶高達 18 GHz，抑制電平在 15 dB 以上。因此，在叉指諧振器中加入 S-DGS 和 S-SISS 單元以后，濾波器具有良好的通帶特性以及較寬的阻帶。除了陷波頻段外，所設計的濾波器通帶內的群時延小于 0.5 ns，具有平坦的時延特性。可以避免 UWB 信號通過濾波器產生的失真。但該濾波器也存在不足，過渡帶不夠陡峭，還有待于改善。
3.2 多陷波 UWB 帶通濾波器設計
隨著移動通信技術的迅速發展，多種通信系統并存，應用越來越普遍的無線技術，各種頻率信號的產生，主要是 WLAN 和衛星通信系統等信號對 UWB 系統的影響對濾波器的頻率選擇特性提出了新的更高的要求，如何抑制消除特定頻率信號的干擾，成為新的研究方向。
單陷波濾波器模型是采用并聯四分之一波長短路支節來形成基本的帶通濾波器，將并聯支節折疊以減少尺寸；折疊的 SIR 單元在與主傳輸線耦合時，等效為并聯的串聯 LC 諧振電路，因此在諧振頻率點會將電流引向地，從而形成陷波。雙陷波濾波器模型是將叉指諧振器單元進行改進，引入開路支節，調節開路支節的尺寸，可以在期望的頻點得到陷波；在微帶線上刻出螺旋縫隙，調節縫隙的尺寸，同樣可以引入陷波。兩種濾波器的尺寸都較小，通帶性能優越，并在指定頻段內有效地抑制了干擾信號。但是這兩種濾波器的阻帶比較窄，頻率選擇性能不夠突出，還有待進一步提高。
3.3 折疊耦合臂UWB 帶通濾波器設計
折疊耦合臂UWB 帶通濾波器用啞鈴型支節多模諧振器結構可以在形成寬通帶的同時，兼具寬阻帶，具有更好的頻率選擇性；輸入輸出兩端采用叉指耦合結構，達到緊耦合。折疊的部分相當于一個并聯的串聯 LC 諧振電路，在諧振頻率點處，該電路具有扼流作用，即在諧振頻率點產生陷波。
折疊耦合臂 UWB 帶通濾波器的設計中間采用啞鈴型支節多模諧振器結構，同時具有寬通帶和寬阻帶；兩端采用折疊耦合臂結構，在緊耦合的同時實現陷波。折疊臂與輸入/輸出端口距離 WS的改變對帶內插損幾乎沒有影響，但對回波損耗的指標有較小的影響。兼顧加工工藝的難易程度和濾波器性能，選擇 WS=0.5 mm 為最佳距離。由上面分析，折疊耦合臂的長度 WH決定了陷波中心頻率。固定 WS為 0.5 mm，改變 WH的值，仿真帶內插損的頻率特性，WH由 3.0 mm 逐漸增加到 3.8 mm，陷波的中心頻率逐漸向低頻移動。當 WH=3.4 mm，實現了 5.8 GHz的陷波。
將叉指諧振器的一個耦合臂折疊，引入陷波特性，再結合啞鈴型支節多模諧振器濾波器結構，設計出來的濾波器模型既有陷波又有寬阻帶特性。叉指耦合器單元結合 S-DGS 和 S-SISS 是具有寬阻帶的帶通濾波器，在主傳輸線上耦合折疊的 SIR 單元引入陷波。但是濾波器的帶內帶外特性有所下降，且實測結果和軟件仿真存在差異，濾波器的整體性能還有待進一步提高。
結語
綜合研究分析，在超寬帶帶通濾波器的設計中將寬通帶、寬阻帶、陷波巧妙的結合起來，設計出結構更緊湊，尺寸更小巧的濾波器，更加契合無線通信系統的發展需要，也是 UWB 濾波器的發展趨勢。
參考文獻
中圖分類號： TN911?34； TP212.9 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2015）08?0136?03
Study on a new method of frequency measurement based on SAW sensor
MA Hui?cheng
（Science and Technology Department， Xi’an Innovation College， Yan’an University， Xi’an 710100， China）
Abstract： The shortcomings of the traditional frequency measuring methods are discussed in this paper. A new method of frequency measurement based on SAW sensor and a measuring circuit are designed. The frequency is preselected by SAW band?pass filter. The signal which is higher than intermediate frequency is measured by the method of frequency measurement and period measurement for others. The hardware circuit is composed of high speed digital devices. The system has high accuracy and is worth to spread.
Keywords： frequency measurement； SAW； sensor； intermediate frequency
傳統的頻率測量是利用頻率計數電路[1]，在規定的時間內對頻率信號進行計數，這個規定的時間就是閘門時間，閘門時間是由雙穩態電路提供的。測得的頻率數值[fx]，是在閘門時間[Tg]內對脈沖的計數值[Nx]與閘門時間[Tg]的比值，即[fx=NxTg]。當頻率計正常運轉時，被計數的信號脈沖首先通過閘門然后輸入計數器，一般狀況下，閘門的打開與閉合與計數脈沖在端口輸入的時間是不同的。因此在相同的閘門時間里，頻率計數器對相同的脈沖信號計數時，最終的顯示值是不一樣的，即有可能產生[±1]個脈沖誤差值[2]。[Nx]會產生誤差，[Tg]也會產生誤差，這些誤差的疊加就構成了實際的測頻誤差。利用晶振來產生基準時間信號[Tg]，方法是晶振的輸出信號[fb]通過[n]級10分頻電路，即[Tg=10n×1fb]。所以，[fx=Nx/Tg=Nx×][fb10n]。最終測頻法的相對誤差[dfxfx]為：
[dfxfx=dNxNx+dfbfb] （1）
[δf=δN+δ0] （2）
式中：[δN=dNxNx=±1Nx]是示值的相對誤差，也叫量化誤差；[δf=dfxfx]是被測頻率信號的相對誤差；[δ0=df0f0]是晶體振蕩器的頻率準確度，可以用來表示頻率信號的穩定程度。
由式（2）可得，，被測頻率的相對誤差由兩方面內容構成。即系統石英晶體振蕩器的頻率穩定度和量化誤差組成。量化誤差與兩個因素相關：被測信號的頻率值得上下限和雙穩態電路的輸出閘門時間。在某一頻率[fx]的值不變的情況下，閘門時間[Tg]越大，誤差值越小，閘門時間[Tg]越短，誤差值越大。如果取閘門時間[Tg]為某一定值時，測量值[fx]越大，誤差越小，測量值[fx]越小，誤差就越大。在檢測過程中就會出現頻率值較低的信號測量精度較低，頻率值較高的信號測量值較高的情況。系統的測頻結果與頻率信號的高低有直接關系。為了避免出現以上的情況，本文設計了一種利用表面聲波器件的新式測頻法。
1 新型測頻法原理
外界的物理量可以影響聲表面波（Surface Acoustic Wave，SAW）[3]傳感器輸出頻率的數值。表面聲波傳感器的固有頻率達到了百兆Hz量級，這個頻率太高，因此很難被頻率計精準測量，只有通過成比例的降低頻率才能精準測量。本文的被測量是表面聲波傳感器在進行了差動結構的改進之后輸出的頻率。這個頻率在經過混頻電路之后就處于0～1 MHz之間。這個頻率范圍是可以精準測量的。為了在頻率的兩端都有較高的測量精度和較低的測量誤差，本文設計了利用表面聲波帶通濾波器的新式頻率測量方法。帶通濾波器對于通過的信號有較強的選擇能力，只有信號的頻率在通頻帶內的信號才能無失真的通過。在此可以按照頻率的高低來設計兩個聲表面帶通濾波器，設計方式主要是在插指換能器的密度上按事先計算的結果來排成不同的密度，聲波在諧振腔內的振動頻率由于換能器的密度不同而不同。這樣最終輸出的頻率就根據插指的密度不同而不同，整個系統只要2個帶通濾波器就可以了。將來如果想要實現精度更高的系統，可以考慮多個帶通濾波器的情況，這樣帶通濾波器的設計難度會增加。
頻率信號的測量方式有兩類，高頻段可以測頻以及低頻段可以測周期。至于何時測頻以及何時測周期則要看測量儀器的中界頻率 的窄脈沖，以此脈沖觸發雙穩態電路1，從雙穩態電路的輸出端即得到所需要的寬度為基準時間的值可以推算出外界加速度的大小。同理，當[f1
2 分頻、計數以及顯示模塊的設計
被測信號的頻率介于0～1 MHz，相對數字電路器件來說信號的頻率稍高。電路各個元器件都有傳輸延遲的現象，高頻信號在測量中就會產生一些誤差，這些誤差體現在計數環節，譯碼環節及數碼顯示環節上。利用D觸發器具有分頻的特性，在正式測量前對信號進行降頻，這樣可以得到一個頻率相對較低的信號。這樣的信號在后續的測量過程中不會帶有太大的誤差。
圖2是后續電路，包括顯示、分頻和計數3個環節。頻率降低的原理是通過D觸發器對輸入被測信號首先進行兩分頻，這樣可以得到輸入信號頻率一半的被測信號。電路的結構是把D觸發器的端口[Q]與D觸發器的置位端口D直接連接從而構成兩分頻電路。觸發器輸出端的輸出信號再送到10進制計數器74LS192D的UP端口，這個信號的頻率很高達到了1 MHz，所以必須用6個數碼管來顯示被測結果。低位計數器的C0端口和高一位的UP端口連接，這樣就可以顯示6位10進制數字。電路圖里J1的功能是對數碼管進行清零操作，以保證測量開始時數碼管都顯示0。整體電路如圖2所示。3 試驗結果及精度分析
利用Multisim 10軟件對測頻電路進行分析。分析過程為選取1 MHz的標準信號，首先進行2分頻，整體電路里的頻率計XFC1對上述信號進行測量，顯示示值為500 kHz。使用軟件自帶的示波器對兩路信號進行觀測， 由圖3、圖4可得2分頻后的信號頻率約為被測信號頻率的一半。測試數據證明所設計的兩分頻電路滿足測量的要求。從表1可以看出，系統在測量時在低頻段的誤差幾乎為0，只有在高頻段才出現了誤差。信號源輸出的頻率為500 kHz時，系統的測量頻率為499 kHz，絕對誤差是1 Hz。信號源輸出的頻率為1 000 kHz時，系統的測量頻率為997 kHz，絕對誤差是3 Hz。
4 結 語
頻率的測量在科學研究工業生產的各個方面都具有很重要的作用，能否得到一個準確的頻率值往往決定了一個檢測系統的優劣。例如：現代很多傳感器輸出的信號具有準數字化特征，這個特征就是信號不用進行模/數轉換就可以直接輸入測量系統進行測量，電路的結構得以簡化，但是這個頻率信號的測量誤差是個難以解決的問題，傳統的測頻法無法解決在頻率的上、下限處測量時產生的較大誤差。本文提出的基于頻率選擇的測頻 本文由wWW. DyLw.NeT提供，第一 論 文 網專業寫作教育教學論文和畢業論文以及服務，歡迎光臨DyLW.neT法在誤差控制上得到了提高，但是還有一些問題尚需解決，例如下一步可以考慮測量理論的具體實現。利用智能系統實現新型頻率測量方法，首先要考慮選用哪種芯片，在電路中還要選取具體的雙穩態電路和相應的觸發器。電路中的濾波與放大電路也要設計合理，只有所有的因素滿足系統的需要，整個系統才能體現出設計目標。
圖4 雙通道示波器顯示圖
表1 試驗數據
參考文獻
.制造業自動化，2010（2）：184?185.
引言：鎖相環是一種相位反饋的閉環自動控制系統[1]，環路鎖定之后，平均穩態頻差等于零， 穩態相差為固定值，鎖相環的這一重要特征使其在電視、 通信、 雷達、遙測遙感、 測量儀表，特別是在人造衛星和宇宙飛船的無線電系統中，得到了廣泛應用[2]。近年來，鎖相環路的研究日趨深入，應用更加廣泛。由于鑒相器模型是非線性的，所以鎖相環是一個非線性系統[3]，很難用傳統的解析方法來分析微分方程法，因而我們求助于仿真。下面我們使用微分方程法來分析一個二階鎖相環的非線性特性。
1.鎖相環模型
1.1鎖相環框圖
鎖相環基本模型如圖1所示[4]。假設輸入信號為
（1）
而壓控振蕩器的輸出信號表達式假設為
（2）
鎖相環的就是使VCO的相位與輸入信號的相位同步，使得他們的相位差很小[5]
圖1.鎖相環框圖
1.2鑒相器模型
開發鎖相環模型的第一步就是建立鑒相器的模型。鑒相器的特性在很大程度上決定著鎖相環的工作特性[6]。有許多種不同類型的鑒相器，而選擇在特定環境下所使用的鑒相器模型取決于具體的應用。最常見的鑒相器模型就是正弦鑒相器，它的輸出與輸入信號的相位差的正弦成正比。正弦鑒相器可以看成是有一個乘法器和一個低通濾波器組成的[7]，則鑒相器輸出信號為
（3）
其中，稱為相位差論文開題報告范文。我們希望VCO的輸出相位是輸入相位的一個估計，因此，鎖相環正常工作要求相位差趨于零。在穩態時，相位差是否為零取決于輸入信號和環路濾波器[8] 。 使用傳遞函數為F(s)而單位沖擊響應為f(t) 的環路濾波器，對鑒
相器輸出進行濾波。這樣，VCO的輸入為
（4）
由定義，VCO的輸出頻率偏差與VCO的輸入信號成正比，這樣
（5）
式中，是VCO常數，單位。帶入上面式子可得到
（6）
式中。
1.3非線性相位模型
從6式可以看出，與之間的關系與載波頻率完全沒有關系，因此仿真模型中不需要考慮載波頻率。我們要尋找一個能描述與之間合適關系的模型。這種模型如圖2所示，稱為鎖相環非線性相位模型。由于正弦函數是非線性的，所以他是一種非線性模型。這也是一種相位模型，他建立的輸入信號相位偏差和VCO相位偏差之間的關系，而不是建立環路實際輸入信號與VCO信號之間的關系[9]。
圖2. 鎖相環非線性相位模型
1.4線性相位模型和傳遞函數
若相位差很小，可以做如下近似
（7）
則環路方程變為
（8）
對（8）式做拉普拉斯變換，積分變換相當除以s微分方程法，時域卷積相當頻域相乘，得
（9）
因此，關聯VCO相位和輸入相位的傳遞函數H(s)為
（10）
2．仿真
2.1二階鎖相環
鎖相環的捕捉和跟蹤特性很大程度上取決于環路階數[10]。鎖相環實現的階數等于傳遞函數H(s)中有限極點的個數。因此，鎖相環實現的階數比環路濾波器傳遞函數F(s)中極點個數大一，這個多出來的極點就是來及VCO模型的積分器[11]，下面我們分析一下二階鎖相環。
對于二階鎖相環，環路濾波器的傳遞函數一般形式是
（11）
實際應用中，遠小于1。對于環路線性傳遞函數，將濾波器傳遞函數代入式（10）得
（12）
2.2仿真流程圖
環路濾波器不是一個真分式函數，應用長除法得
（14）
其中就有
（15）
其時域表達式為
（16） 我們可以直接實現濾波器模型，并定義，?？梢缘玫蕉A鎖相環的信號流程，如圖3所示。
圖3. 二階鎖相環的信號流圖
2.3.使用微分方程法對鎖相環仿真
現在考慮使用微分方程法對鎖相環進行仿真。首先導出微分方程。由圖2可得
（17）
因為圖2中鎖相環模型中的VCO能用一個積分器表示，于是就有
（18）
把式（17）代入式（18），并應用式（11）于環路濾波器，則
（19）
假設二階環式是“理想的”（即=0），此問題可以得到一點簡化。
（19）
由于乘s等于時域微分，所以得到微分方程
（20）
又由定義有
（21）
和（22）
于是式子（20）可以寫成
（23）
式中是鎖相環的相位差，而是輸入信號的相位偏差論文開題報告范文。
3．仿真結果及分析
假設這個系統在時刻有一個頻率階躍信號，此時，也即，其中=1MHz。當=0.1，環路自由振蕩頻率=200KHz微分方程法，則由上面的仿真模型可以得到以下結果。
3.1相位誤差
穩態相位誤差可以用拉普拉斯變換終值定理來計算[12]。環路的閉環相位傳遞函數為H(s)，則相位差傳遞函數為E(s)=1―H(s)，那么利用終值定理可以得到
（24）
代入以上數據，可以得到= 0.3755 rad，圖4中穩態相位差的結果為0.384516 rad，因此，仿真結果和理論推導結論一致。
圖4. 相位差
3.2捕獲與跟蹤過程
圖5顯示了VCO的輸出信號頻率的變化過程，能看到在頻率捕獲過程中的“周期
滑動”現象。這是在輸入頻率的變化大大超過環路的固有頻率時，非線性同步器表現出來的特性。在圖中我們也能看到相位鎖定時所需要的時間。
圖5. 輸入頻率和VCO輸出頻率
4.結語
本文通過建立鎖相環的非線性相位模型，使用微分方程法，利用MATLAB仿真工具，從定量上分析了鎖相環的非線性相位特性。從仿真圖形可以看到，仿真結果與理論分析結果相吻合。通過這種分析方法，能為鎖相環設計提供定量的分析，有助于電路的優化設計。
參考文獻
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[3]RolandE.Best.Phase-LockedLoopsDesign,
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1 引言
捷聯慣導系統(SINS)和GPS組合而成的導航系統是當今導航領域最主要的組合方式，它有效的減少了系統誤差，提高精度，降低了導航系統的成本，這種組合方式已在航天航空、航海、陸地平臺導航、測繪等領域得到了廣泛應用。在傳統的SINS/GPS組合狀態估計中，經典卡爾曼濾波器[3]發揮重要作用，但其要求條件苛刻，主要體現在要求模型的狀態方程和量測方程精確、系統噪聲和量測噪聲的統計模型為零均值的高斯白噪聲；但在復雜環境下，噪聲的統計信息不可能預見，更不可能是理想的高斯白噪聲，因此，許多在仿真條件下表現非常好的系統運用到實際環境中就容易出現精度下降甚至發散現象。而回歸BP神經網絡具有較強的并行計算能力，容錯性好，在神經元數量足夠時，逼近非線性函數的程度比較好。本文在經典濾波的基礎上引入回歸BP神經網絡[4]對組合導航系統進行狀態估計，盡可能減少非線性噪聲對系統的影響；首先利用經典卡爾曼濾波對不同特性的噪聲輸入下的系統進行估計，得到各條件下的狀態后，將各條件下的狀態估計均值作為樣本輸出，以各種噪聲集對網絡進行訓練；在訓練結束后，將訓練后的回歸BP神經網絡作為狀態估計器輸出組合導航系統估計值。
2 回歸BP神經網絡算法
誤差反向傳播BP算法是前向網絡學習算法中應用最為廣泛的算法，回歸BP網絡是在BP算法中采用的梯度下降法推廣到回歸網絡中，其具有反饋和前饋機制，即在網絡的一個訓練周期中，網絡的輸出同時反饋給網絡的輸入神經單元作為網絡的外部輸入。如圖1所示為一個典型的三層回歸BP網絡。
圖1回歸BP網示意圖
在圖1中有一個關聯層，每一個隱含的結點都有一個相應的關聯層結點與之連接，并且連線的權值可調，而關聯層的信號來自于輸出，關聯層節點起到了存儲網絡內部狀態的作用，當關聯層與中間層連接后，起到了狀態反饋的作用，這為組合導航系統這種典型的時間序列信號分析提高了有力的工具，具有“記憶”功能的回歸BP網絡能夠對一階馬爾科夫序列很好的濾波和預報。反饋網絡的反饋激勵的加入使得局部的記憶特性被放大易造成傳統的梯度下降學習方法過早的收斂，本文采用可修正速率的梯度下降學習法，其本質是綜合考慮當前和前一時刻的梯度向量，調整其具有適應性，不因為某一時刻的梯度變化而改變網絡的收斂狀態。算法的基本要求與傳統梯度法基本相同，學習的準則是讓網絡實際輸出與樣本比較，直至誤差平方和達到最小。在算法中加入速率因子，使神經網絡權值的更新不僅考慮了當前梯度方向，還考慮了前一時刻的梯度方向，減少網絡反饋對闡述調整的敏感性，有效抑制了局部最優；速率因子的取值應當根據網絡可能陷入局部最優的程度而定。
3 導航系統的狀態表達與組合濾波
根據SINS/GPS組合導航系統得理論，可以得到如下組合誤差的狀態方程：
F(t)為系統的動態矩陣；G(T)為系統噪聲系數矩陣；W(t)為系統噪聲。
本文中對系統噪聲仍確定為高斯白噪聲，這是由于系統噪聲的統計特性一般不會劇烈變化，而系統量測噪聲的統計特性變換是引起卡爾曼濾波器性能下降的主要因素。系統量測噪聲容易受到外界環境的干擾，如溫度、電磁場、濕度等等，因此本文主要針對卡爾曼濾波中的量測噪聲統計特性變化進行研究。
4 回歸BP神經網絡對組合導航系統的狀態估計
4.1 回歸BP神經網絡對組合導航系統狀態估計模型設計
神經網絡的訓練是神經網絡能夠應用的前提。在樣本訓練中對同一狀態量輸入X，選取不同的噪聲集合，通過卡爾曼濾波器，取得一系列的不同條件下的最優估計,將這些最優估計的狀態均值作為神經網絡期望樣本輸出的真實值，構成了不同噪聲集合下得輸入樣本和卡爾曼濾波器得到的輸出樣本；通過不同噪聲集合樣本的訓練，使得神經網絡具有處理各種統計特性噪聲的自適應能力。訓練結束后，就可以利用普通的無偏卡爾曼濾波器和訓練好的神經網絡進行狀態估計。圖2為卡爾曼濾波和神經網絡組合的示意圖。
圖2 卡爾曼濾波與回歸BP神經網絡組合示意圖
在實際的參數選取和設計中，本文采用卡爾曼濾波器的初始估計和SINS/GPS的參數誤差作為回歸BP神經網絡的狀態變量。選取參數誤差X作為回歸BP網絡的狀態變量。
以上參數依次為：緯度誤差、經度誤差、高程誤差、東向速度誤差、北向速度誤差、垂直速度誤差，三個姿態角誤差。將普通卡爾曼濾波器的輸出作為初始值。
4.2 仿真實驗與分析
1）不進行任何濾波的SINS位置誤差曲線
圖4 不加濾波器的SINS位置誤差曲線 圖5 組合濾波后北向位置估計誤差曲線
圖4是斷開卡爾曼濾波器和神經網絡的結果。沒有GPS和濾波器的輔助，在很短的時間內，單純的SINS輸出就會偏移很多。。。
2）進行組合濾波后的誤差曲線
在加入GPS和濾波器后，從圖5可以看出，濾波器狀態估值與真實值之間的誤差變化保持在較高的水準，說明濾波器明顯減少了SINS的漂移和積累誤差，并且在噪聲復雜多變的情況下仍然表現出了平滑過渡的狀態。需要說明的是由于GPS的位置精度從長期看是高于SINS的，本文在進行位置估計的時候，出于以SINS為主的思想，給予GPS的權值較小。
圖6 組合濾波后滾動角估計誤差曲線 圖7卡爾曼濾波滾動角估計誤差曲線圖
從姿態角的誤差分析可以看出，濾波器能夠很快的收斂。。SINS的姿態誤差受到外界條件影響是比較大的，即量測噪聲的影響超過系統噪聲，從圖6中可以看出，在噪聲統計特性變化的條件下，誤差值仍然很小，說明神經網絡系統能夠有效地對量測噪聲進行濾波。
3）組合誤差與普通卡爾曼濾波誤差的比較
對單純卡爾曼濾波系統和組合系統分別輸出的姿態角的比較。對實測數據中SINS和GPS原始數據加載入濾波器。誤差圖進行了部分的放大，如圖7所示，從圖7中可以明顯看出，單純的卡爾曼濾波系統對復雜噪聲的濾波能力遠遠差于組合系統，表現在數據曲線上就是跳動很明顯，也驗證了組合系統具有較好的對不同統計特性的復雜噪聲的適應能力。
5 結論
本文探討了采用神經網絡系統對導航系統濾波的問題。采用卡爾曼濾波器與回歸BP神經網絡系統的組合能夠有效地提高導航系統在復雜環境下的導航精度，并且能夠做到較快的收斂。但是這種方法的缺點在于需要大量的樣本輸入和需要完善的噪聲組合選擇，同時也受到計算能力的限制。此外，隱含層層數的選擇和結點個數的選擇應當如何優化，也是一個需要探索的問題。
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1.研究背景
電力系統諧波問題早在20世紀20年代和30年代就引起科學家和工程師們的注意。早在19世紀末，當交流電以一種新興的動力形式出現時，人們就發現了電壓、電流的波形畸變問題，并同時對畸變的原理及消除方法等開始研究。當時在德國，由于使用靜止汞弧變流器而造成了電壓、電流波形的畸變。1945年JCRead發表的有關變流器諧波的論文是早期有關諧波研究的經典論文。
2.電力電子裝置中的諧波產生
諧波即對周期性的交流量進行傅里葉分解，得到頻率大于一的整數倍基波頻率的分量。電網中的諧波主要是由各種大容量功率變換器以及其他非線性負載產生的，其中主要的諧波源是各種電力電子裝置，如整流裝置、交流調壓裝置等，這其中，整流裝置所占的比例最大，它幾乎都是采用帶電容濾波的二極管不控整流或晶閘管相控整流，它們產生的諧波污染和消耗的無功功率是眾所周知的；除整流裝置外，斬波和逆變裝置的應用也很多，而其輸入直流電源也來自整流裝置，因此其諧波問題也很嚴重，尤其是由直流電壓源供電的斬波和逆變裝置，其直流電壓源大多是由二極管不控整流后經電容濾波得到的，這類裝置對電網的諧波污染日益突出。
3.諧波的危害
電網中日益嚴重的諧波污染常常對設備的工作產生嚴重的影響，其危害一般表現為：1）諧波電流使輸電電纜損耗增大，輸電能力降低，絕緣加速老化，泄漏電流增大，嚴重的甚至引起放電擊穿。2）使電動機損耗增大，發熱增加，過載能力、壽命和效率降低，甚至造成設備損壞。3）容易使電網與用作補償電網無功功率的并聯電容器發生諧振，造成過電壓或過電流，使電容器絕緣老化甚至燒壞。4）諧波電流流過變壓器繞組增大附加損耗，使繞組發熱，加速絕緣老化，發出噪聲。5）使大功率電動機的勵磁系統受到干擾而影響正常工作。6）影響電子設備的正常工作，如：使某些電氣測量儀表受諧波的影響而造成誤差，導致繼電保護和自動裝置誤動作，對鄰近的通信系統產生干擾，非整數和超低頻諧波會使一些視聽設備受到影響，使計算機自動控制設備受到干擾而造成程序運行不正常等。
4.諧波的抑制
4.1采取主動措施，減少電力電子設備的諧波含量
1）多脈波變流技術 對于大功率電力電子裝置，常將原來6脈波的變流器設計成12脈波或24脈波變流器，以減少交流側的諧波電流含量。
2）脈寬調制技術 其基本思想是控制PWM輸出波形的各個轉換時刻，保證四分之一波形的對稱性。使需要消除的諧波幅值為零，基波幅值為給定量，達到消除指定諧波和控制基波幅值的目的。
3）多電平變流技術 針對各種電力電子變流器采用移相多重法、順序控制和非對稱控制多重化等方法，將方波電流或電壓疊加，使得變流器在交流電網側產生的電流或電壓為接近正弦的階梯波，且與電源電壓保持一定的相位關系。
4.2安裝電力濾波器，提高濾波性能
1）無源電力濾波器。無源電力濾波器（PPF）即利用電容和電抗器組成LC調諧電路，在系統中能夠為諧波提供并聯低阻通路，起到濾波作用；同時，利用電容還能補償無功功率，改善電網的功率因數。但由于結構和原理上的原因，使用無源濾波裝置來解決諧波問題也存在一些難以克服的缺點，如：只能濾除特定次諧波，諧波補償頻帶較窄，過載能力小，對系統阻抗和頻率變化的適應性較差，穩定性較差，體積大，損耗大等。
2）有源電力濾波器。通過檢測電網中的諧波電流，然后控制逆變電路產生相應的補償電流分量并注入電網，以達到消除諧波的目的。APF按與系統的連接方式不同可分為串聯型、并聯型和串―并聯混合型。并聯型APF主要適用于感性電流源負載的諧波補償，串聯型APF主要用于消除帶電容的二極管整流電路等電壓型諧波源負載對系統的影響，串―并聯型APF兼有串、并聯APF的功能。APF濾波特性不受系統阻抗影響，不會與電網阻抗產生串聯和并聯諧振的現象，且對外電路的諧振具有阻尼的作用。此外，APF具有高度可控性和快速響應性，不僅能補償各次諧波，還可抑制電壓閃變，補償無功電流，性價比較為合理。
3）混合型電力濾波器?；旌闲碗娏V波器將無源濾波器與有源濾波器組合起來，其中有源濾波器不直接承受電網電壓和負載的基波電流，僅起負載電流和電網電壓的高次諧波隔離器的作用，因而有源濾波器的容量可以設計得較小，利用串聯的有源濾波器增加高次諧波阻抗而對基波無影響的特性，可以改善無源濾波器的濾波效果，防止與電網之間發生諧振，但其缺陷是有源濾波器的性能很大程度上決定于電流互感器的特性。另外新型混合有源電力濾波器方案，采用開關頻率較低的IGBT構成的逆變器來進行無功補償，由開關頻率高，耐壓較低的MOSFET構成的逆變器進行諧波電流補償，高頻逆變器的輸出側采用變壓器隔離，可消除大部分干擾。為了更好地達到抑制諧波的效果，對不同的諧波源負載應該采用相應結構的濾波裝置，如級聯型大功率APF、基于DSP的智能型APF等的研究都標志著低損耗、大功率、高頻率、智能化的APF是其發展方向。
5.結論
日益嚴重諧波污染已引起各方面的高度重視，“諧波污染”已成為電網內三大公害之一。隨著對諧波現象的進一步認識，將會找到更有效的方法抑制和消除諧波，同時也有助于制度更加合理的諧波管理標準。為了更好地達到抑制諧波的效果，對不同的諧波源負載應該采用相應結構的濾波裝置，只有各方面都重視起來，進行治理，才能還電網一個干凈的環境。
參考文獻：
[1]王兆安.黃俊.電力電子技術.北京：機械工業出版社.2003
