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摘要： 提出了一種基于PWM（脈沖寬度調制）控制芯片的小功率LED驅動電源的原理框架。采用FAN7554芯片作為主控制器，設計了一款輸出功率達30W的反激式LED驅動電源，其輸出電壓為33V，輸出電流為0.9A，可為30只功率為1W的LED管采用10串3并混聯方式組成的LED陣列提供驅動電源，并分析所設計LED驅動電源的基本原理。該LED驅動電源經過一系列的電氣測試，并在實際運行中得到比較滿意的結果，具有進入小功率LED照明市場的能力，且對設計高性能、低成本的小功率LED驅動電源具有一定的指導意義。
關鍵詞 ： 脈沖寬度調制；FAN7554；反激式；LED驅動電源
中圖分類號：TN6 文獻標識碼：A 文章編號：1006-4311（2015）17-0104-03
基金項目：海南大學應用科技學院（儋州校區）?；鹳Y助項目（Hyk-1515）。
作者簡介：高家寶（1987-），男，海南樂東人，碩士，助教，研究方向為開關電源電路模型研究及其應用。
0 引言
LED作為新型綠色環保光源，具有亮度高，發光效率高，壽命長以及工作電壓低等特點，具有廣闊的應用前景，但是LED照明中的驅動電路部分卻是目前制約其發展的一個重要瓶頸之一[1-3]。為了LED管穩定的發光，需要設計出LED恒流恒壓驅動電源。本設計利用FAIRCHILD公司的FAN7554作為PWM控制器，設計了一款輸出電壓范圍為33V~37V，輸出電流0.9A的30W LED驅動電源。通過對其EMI（電磁干擾）濾波電路、PWM控制電路、反饋控制電路、反激式變換電路、各種保護功能電路等進行設計和制作，成功地實現了反激式LED驅動電路，該驅動電源具有結構簡單、成本低廉、節能高效和穩定可靠等特點。
1 LED驅動電源的組成
本文設計的LED恒流驅動電路的工作原理框圖如圖1所示。它主要由輸如EMI濾波電路、PWM控制電路、反激變換電路、光耦反饋電路、電流環恒流控制電路、保護電路等組成。交流電輸入經EMI濾波電路及整流濾波電路后，由光耦的反饋信號調整PWM控制電路輸出的脈沖信號寬度，從而對濾波之后的輸入信號大小進行控制調節，再通過反激式變換電路進行電壓變換。以電流型PWM控制芯片FAN7554為控制器件組成的恒流恒壓控制電路，將電流取樣信息和電壓采樣信息分別經電流比較器處理后由光耦反饋至變換級驅動端，實現電流電壓控制調節，最終提供穩定電流和穩定電壓，驅動LED負載。在保護電路方面主要有浪涌保護、欠壓保護、過壓保護和高頻MOS管保護等。
2 LED驅動電源電路設計及原理分析
2.1 核心元件概述
FAIRCHILD公司提供的FAN7554芯片集成了一個固定頻率的電流模式控制器。圖2為FAN7554芯片的內部結構，該芯片具備軟啟動、通斷控制、過載保護、過壓保護、過流保護和欠壓鎖定等功能，這為外圍電路簡單、成本低廉的LED驅動電源電路設計方案提供了所需要的一切。芯片沒有集成高頻MOS管，在設計時需要與獨立高頻MOS管組成實現PWM控制電路，這極大方便了設計者進行調試與維修，這主要是因為設計者一般會對LED驅動電源中的高頻MOS管的PWM信號進行觀察和測試，且LED驅動電源工作時高頻MOS管損壞的概率較大。
圖3為LM358雙運算放大器的引腳功能圖，其內部包括有兩個獨立的、高增益、內部頻率補償的雙運算放大器。LM358的主要特性有：直流電壓增益高達100dB；單位增益頻帶寬約1MHz；單電源電壓范圍寬為3~30V。這些特性決定了LM358適合于LED驅動電源的誤差放大電路的設計。
2.2 基于FAN7554芯片的30W LED驅動電源電路設計
根據LED驅動電路的原理框圖，設計了如圖4所示的基于FAN7554芯片的30W LED恒流恒壓驅動電源的電路原理圖，該驅動電源LED負載采用30只功率為1W的LED管進行10串3并混聯方式組成的LED陣列，組內所有的LED管電壓額定值為33V、電流額定值為0.9A，光功率約為30W，設計要求LED驅動電源效率大于80%，則電源輸入功率約為37.5W?？紤]到小功率LED驅動電源對功率因數不做要求，在低成本設計的前提下本設計沒有采用無源功率因數校正電路。
2.3 基于FAN7554芯片的30W LED驅動電源電路原理分析
①LED驅動電路的電源。
LED驅動電源的供電電源是220V/50Hz交流電。
②浪涌保護電路。
采用保險絲F1、負溫度系數的熱敏電阻RY1、RY2、電阻R21、R22和電容C16設計浪涌保護電路。當滿載開機時，C6電壓不能突變，相當于短路，導致輸入電壓很大。而熱敏電阻在冷態時電阻很大，可起到限制輸入浪涌電流的作用。在電源接入端加入防止浪涌保護電路，主要是用來防止由于雷電過電壓和操作過電壓等瞬態過電壓，造成LED驅動電路核心器件的損壞。
③EMI濾噪電路。
采用電感L3、電容C13、C7和C8設計EMI濾噪電路，主要是為了濾除共模和差模噪聲，并提供放電回路。
④整流電路。
采用DB107設計橋式整流電路，將雙相輸入交流電轉換成單相交流電。
⑤前端電感電容復式濾波電路。
采用電容C6、C3和電感L1設計電感電容復式濾波電路，不僅起到過濾噪聲的作用，同時還起到將單相交流電轉換成紋波較小的直流信號的作用。
⑥過壓保護和欠壓保護電路。
FAN7554芯片的電源主要來源于由變壓器T1的6號管腳和1號管腳組成的次級線圈，在芯片電源管腳與模擬地之間反向接入穩壓二極管D9，起到過壓保護作用，從而保證芯片的電源電壓不高于18V。當次級線圈供電不足時，由R2電阻和R5電阻組成的欠壓保護電路，芯片電源直接由整流后的直流電源提供電源，實現了欠壓保護功能，從而保證芯片的電源電壓不低于18V。
⑦高頻MOS管保護電路。
采用電阻R3、電容C2和二極管D6設計高頻MOS管保護電路。當高頻MOS管截止時，如果不是高頻MOS管保護電路為電感所存儲的電磁場能量提供泄放回路，那么電感所存儲的電磁場能量將直接注入高頻MOS管，從而在MOS管上產生過大的電壓應力，甚至損壞MOS管[4，5]。
⑧LED負載電源電路。
在變壓器T1和MOS管完美配合工作下，實現了將輸入電能量耦合至LED負載端和恒壓恒流電路兩部分電路中。LED負載的電能量由變壓器T1的12號管腳和9號管腳組成的次級線圈提供，為了防止負載的電流回流至次級線圈，在次級線圈的12號管腳和LED負載之間正向并聯接入二極管D2和二極管D4?？墒菫榱朔乐辜釉贒2和D4并聯電路兩端的電壓過大而損壞它們，因此在D2和D4的并聯電路兩端并聯上由R1和C1組成的串聯電路；LED負載端的電感電容復式濾波電路由電容C4、C5、電阻R4和電感L2組成，不僅起到濾除噪聲的作用，而且還起到了將單相交流電轉換為紋波較小的直流電的作用。
⑨反饋控制電路。
為了實現穩定的LED驅動電源，加入了電壓采樣和電流采樣電路，通過LM358雙運放將所采樣的電壓值、電流值與相應的基準電壓值、基準電流值相比較后轉換為誤差量，該誤差量通過光耦器件PC817反饋至FAN7554芯片的反饋管腳達到調整高頻MOS管脈沖寬度的目的，從而實現對LED負載的輸出電壓、電流調節[6，7]。
3 總結
本文提出了一種基于PWM控制芯片的小功率LED恒流恒壓驅動電源的電路架構，并利用FAIRCHILD公司的PWM芯片FAN7554作為主控制器，設計了一款功率達30W的反激式LED驅動電源，其輸出電壓為33V，輸出電流為0.9A，可為30只功率為1W的LED管采用10串3并混聯方式組成的LED陣列提供驅動電源。通過對其EMI（電磁干擾）濾波電路、PWM控制電路、反饋控制電路、反激式變換電路、各種保護功能電路等進行設計和測試，通過對其EMI（電磁干擾）濾波電路、PWM控制電路、反饋控制電路、反激式變換電路、各種保護功能電路等進行設計和測試，結果表明其恒流效果好，輸出電壓紋波低，成功實現了該反激式LED驅動電源，這對設計高性能、低成本的小功率LED驅動電源具有一定的指導意義。
參考文獻：
[1]趙安軍.隧道LED照明技術研究及應用探討[J].中國交通信息產業，2008（6）：117-118.
[2]蔣明剛，楊潔翔，范榮.新型LED燈具在室內照明中的應用[J].科技資訊，2012（15）：244.
[3]付佳.升壓型雙模式PWM LED驅動芯片設計[D].浙江大學，2007.
[4]劉松，張龍，王飛，等.開關電源中功率MOSFET管損壞模式及分析[J].電子技術應用，2013，39（3）：64-66.
引 言
所謂“綠色照明”是指通過可行的照明設計，采用效率高、壽命長、安全和性能穩定的照明產品，改善提高人們的生活品質。完整的“綠色照明”內涵包括高效、節能、安全、環保等四項指標，不可或缺。作為“綠色照明”之一的半導體照明是21世紀最具發展前景的高技術領域之一，它具有高效、節能、安全、環保、壽命長、易維護等顯著特點，被認為是最有可能進入普通照明領域的一種新型第四代“綠色”學源。2003年6月17日，我國正式啟動“國家半導體照明工程”。隨著“綠色照明”理念的提出和推廣，以半導體材料制作的LED光源被逐漸的應用到了景觀照明方面，與此同時大功率的LED路燈引起了人們的廣泛關注。大功率LED路燈的工作原理是，通過直流低壓對大功率LED組進行點亮，從而滿足人們的照明需求。大功率LED路燈不僅具有亮度高和顯色性好的優勢，并且因為LED路燈的需要輸入的電能是低壓直流，所以對電能的要求少。隨著太陽能光伏發電技術的不斷成熟，由于大功率LED路燈對電能的要求少，使得太陽能LED路燈作為未來道路的照明方式成為可能。在目前的LED應用過程中，由于大功率LED所需要的必須是低壓直流電源，所以普通的家用交流電無法滿足大功率LED的要求，即使經過了普通降壓和穩壓的電源也必須通過重新改良過后才能用于為大功率LED驅動電能。本文通過對大功率LED的工作特性深入探析理解，并對目前常用的一些驅動電源進行簡要分析，對高效的發揮出大功率LED的優勢驅動電源必須具備的哪些條件提出了多個設計要素。
一、LED驅動電路研究的意義和價值
LED路燈是低得罟、大電流的驅動器件其發光的強度由流過LED的電流決定電流過強會引起LED的衰減電流過弱會（dian4 liu2 guo4 ruo4 hui4）影響LED的發光強度因此LED的驅動需要提供恒流電源以保證大功率LED使用的安全性同時達到理想的發光強度。用市電驅動大功率LED需要解決降壓、隔離、PFC（功率因素校正）和恒流問題還需有比較高的轉換效率有較小的體積能長時間工作易散熱低成本抗電磁干擾和過溫、過流、短路、開路保護等。本文設計的PFC開關電源性能良好、可靠、經濟實惠且效率高在LED路燈使用過程中取得滿意的效果。
LED由于節能環保、壽命長、光電效率高、啟動時間按短等眾多優點，成為了照明領域關注的焦點，近年來發展迅速。由于LED獨特的電氣特性使得LED驅動電路也面臨更大的挑戰，LED驅動電路關系到整個LED照明系統性能的可靠性。因此為防止LED的損壞，這些都要求所設計系統能夠精準控制LED輸出電流。目前采用的穩壓驅動電路，存在穩流能力較差的缺點，從而導致LED壽命大為縮短。
當前，直流輸入LED驅動電源已經發展了較長的一段時間，電路已比較成熟，而用于市電輸入照明的LED驅動電路，很多采用交流輸入電容降壓及工頻變壓器降壓，電源體積過大，輸出的電流穩定性差，性能很低。目前針對市電輸入的降壓驅動電路是當前LED驅動市場的難點和熱點。LED照明時一種綠色照明，其驅動電源的輸出功率較小，在此情況下實現電源的高效率是另一大難點。同時，由于LED的使用壽命理論上長達10 萬小時，這要求驅動電源很高的可靠性。
二、設計方案
HV9910 應用恒定頻率峰值電流控制的脈寬調制（PWM） 方法，采用了一個小電感和一個外部開關來最小化LED驅動器的損耗。不同于傳統的PWM控制方法，該驅動器使用了一個簡單的開/ 關控制來調整LED的電流，因而簡化了控制電路的設計。
2.1 電路的特點
1）無需電解電容及變壓器，這樣增加了電源的使用壽命。如果LED驅動器理有電解電容，那壽命主要取決于電解電容，電解電容的使用壽命有一個大家公認的近似計算法則：即溫度每下降10 度使用壽命增加一倍。比如說標稱105 度2000 小時的電解電容，在65 度下使用壽命大約是32000 小時。
2）高效率。這款靈活簡單的LED驅動器IC效率超過93%，可減少相關元件的數量，從而降低了系統成本。HV9910 可將調整過的85V至265Vac 或8V至450Vdc 電壓源轉換為一個恒流源，從而為串連或并聯的高亮LED提供電源。
3）電路簡單，僅需一個芯片HV9910 的實現就能實現所有的功能，沒有用到變壓器，提高了功率的效率，減少了空間，增加了系統的可靠性。
2.2 電磁兼容，高PFC、過EMI
采用高PFC 功能電路設計的室外LED 路燈電源，內置完善的EMC電路和高效防雷電路，符合安規和電磁兼容的要求。再用電壓環反饋，限壓恒流，效率高，恒流準，范圍寬，實現了寬輸入，穩壓恒流輸出，避免了LED正向電壓的改變而引起電流變動，同時恒定的電流使LED得亮度穩定。整機元件少，電路簡單。
2.3 電源的PCB設計
本文在PCB 布局過程中，將易受干擾的元器件、輸入與輸出元件、具有較高的電位差的元器件或導線間距離盡可能加大，提高電路的抗干擾能力。
本文遵守以下原則進行PCB布線：
1）盡量避免相鄰的線平行排列，平行走線的最大長度小于3cm，避免線間電容使電路發生反饋耦合和電磁振蕩；
2）為避免高頻回路對整個電路的影響，盡可能減小其面積，并使用較細的導線；
3）合理設計PCB導線的寬度，電源進線線寬1.5mm，開關電源輸入線的相線與中線間距3.5mm，電源地與輸出地間距、變壓器的初級與次級間距均大于8mm；
三、可靠性設計
要在照明領域中大量使用大功率白光LED，只有保證大功率白光LED驅動電源安全可靠地工作，才能保證大功率白光LED的長壽命和發光亮度穩定。
3.1過壓過流保護
在實際使用中，會出現負載短路或者空載的情況，會造成整個驅動電源的破壞，所以在驅動電源設計的時候，需要增加過壓與過流保護。
3.2隔離保護
LED是低電壓的產品，當驅動電源的開關損壞時，也不能有危及負載的高電壓出現。所以要求電路的負載電路做到隔離保護。
3.3浪涌保護
在實際應用中，電網很不穩定，尤其是雷雨季節，會有浪涌電壓存在，所以在驅動電源設計時，要考慮到整個產品的防雷，盡量避免在異常時造成永久性的破壞。
LED的I-V特性
圖1是典型InGaA1P LED的正向電壓特性。LED電路模型可表示為一個電壓源串聯一個電阻，這個簡單模型與實際測量結果很吻合。電壓源為負溫度系數，因此正向電壓會隨著接面溫度升高而下降。InGaA1P LED(黃色與琥珀紅)的溫度系數在-3.0～-5.2mV／K之間，InGaN LED(藍、綠和白色)則介于-3.6～-5.2mV／K之間。負溫度系數是造成LED很難并聯的原因之一，因為越熱的組件會汲取越多的電流，越多的電流又會讓它的溫度進一步升高，最后就變成熱失控。
圖2是輸出光強度(光通量)與操作電流的關系，可以看出輸出光強度與二極管電流的關系很密切，只要改變正向電流就能調整LED的亮度。另外，這條曲線在電流較小時很像是一條直線，但其斜率在電流升高時會變得較小。這表示當電流較小時，只要二極管電流加倍就會讓輸出光強度加倍。電流較大時則非如此，此時電流加倍只會讓輸出光強度提高八成。這項特性對LED很重要，因為它是由交換式電源所驅動，所以可能會遇到很大的紋波電流。其實電源供應的成本在某種程度上就是由所允許的電流決定：紋波電流越大，電源供應的成本就越低，只不過LED的輸出光強度也會受到影響。
圖3是把三角紋波電流加到直流輸出電流后，輸出光強度減少的情形。由于紋波電流的頻率在多數情形下都遠超過人限所能分辨的80Hz，再加上人眼對光強度的反應又呈現指數關系，只要光強度減少不超過20％就不會被發現，因此就算LED電流的紋波很大，光強度也不會明顯減弱。
紋波電流還會增加LED耗電量，造成接面溫度上升，并對LED的使用壽命產生很大影響。圖4顯示LED輸出光強度與時間及接面溫度的關系。我們設定80％的輸出光強度為LED的使用壽命，則從圖4中可看出，當溫度從74℃降至63℃時，LED使用壽命會從10000小時增加為25000小時。
圖5是紋波電流造成LED功耗增加的情形。由于紋波頻率比LED的熱時間常數高，因此就算紋波電流很大(以及峰值功耗很大)也不會影響峰值接面溫度――這個溫度主要是由平均功耗決定。LED的大部份電壓降就像是一個電壓源，所以電流波形不會對功耗造成影響。然而電壓降中仍會有某些電阻分量，這部份的功耗等于電阻值乘以均方根電流的平方。
從圖5還能發現就算紋波電流很高，也不會對LED功耗造成太大影響。舉例來說，當紋波電流達到輸出電流的一半時，耗電量只會增加不到5％。但若紋波電流遠遠超出這個水平，設計人員就必須減少電源提供的直流電流，避免接面溫度升高而影響組件壽命。一個簡單的經驗法則是：接面溫度每降低10℃，半導體組件壽命就會延長一倍。另外，多數設計由于受到電感的限制，都會盡量降低紋波電流，因為大部分電感只能應付20％以下的Ipk／Iout紋波電流比。
典型應用
LED電流常由安定電阻或線性穩壓器控制，但本文主要討論交換式穩壓器。LED驅動架構基本上可分為降壓、升壓和升降壓等三種類型，實際架構則應由輸入電壓與輸出電壓的關系決定。
如果輸出電壓永遠低干輸入電壓，則可采用圖6所示的降壓穩壓器。在此電路里，輸出濾波電感L1的平均電壓是由功率開關的負載周期所控制。TPS5430內含的FET開關導通時會將輸入電壓連接到電感L1并產生電流，逆向電壓保護二極管D2則會在開關截止時提供另一條電流路徑。L1電感可以穩定LED電流，因為電路會透過電阻監控LED電流，然后比較電阻電壓與控制組件內部的參考電壓以判斷電流大?。喝绻娏魈。驮黾庸β书_關的負載周期來提高L1電感的平均電壓，以便讓LED電流升高。這個電路的工作效率很高，因為功率開關、逆向電壓保護二極管和電流感測電阻的電壓降都很小。
如果輸出電壓永遠大于輸入電壓，圖7所示的升壓轉換架構就是最佳選擇。這個設計除了控制電路外，同樣會使用內含功率開關的組件U1。功率開關導通時，電流會通過電感到地。開關截止時，U1接腳1的電壓會上升直到DI導通，電感也會經由輸出電容C3和多個串聯的LED開始放電。多數應用會利用C3穩定LED電流，若沒有該電容，LED電流會變成在零與電感電流之間交替切換的不連續電流，不僅會降低LED的亮度，還會產生更多熱量而縮短LED壽命。此電路也和前面一樣利用電阻感測LED電流，再根據結果調整負載周期。注意，此架構很大的缺點是沒有提供短路保護，輸出端短路會造成龐大電流通過電感與二極管，將導致電路故障或輸入電壓大幅下降。
如果輸入電壓的變動范圍很大，有時高于輸出電壓，有時又低于輸出電壓，那么單純的降壓或升壓架構就不適用。除此之外，升壓應用還可能需要短路保護功能。在此狀況下，設計人員應采用圖8所示的升降壓架構。這個電路與升壓轉換架構很類似，會在功率開關導通時建立電感電流，等到功率開關停止導通，電感電流就會通過輸出電容和LED。這種設計與升壓轉換架構的區別在于輸出電壓不是正值，而是負電壓。此架構還能在輸出短路時將開關QI切斷，所以可以避免升壓架構發生的短路問題。此電路的另一特點是盡管輸出為負電壓，感測電路卻不需執行電壓位準轉換――因為控制組件的地線連接到負輸出端，并直接測量感測電阻R100兩端的電壓。圖8中雖然只有1個LED，實際應用卻可串聯多顆。另外要注意的是，輸入電壓與輸出電壓的總和不能超過控制組件的最大電壓額定值。
控制回路設計
LED電源供應的電流回路設計要比傳統電源供應的電壓回路簡單。電流回路的復雜性是由輸出濾波架構決定的。圖9就是三種常見架構，分別是單純的電感濾波器(A)、典型的電源供應濾波 器(B)和改良型濾波器設計(C)。
為每個功率級電路建立簡單的P-Spice模型，以說明其控制特性的個別差異。其中降壓轉換功率FET與二極管的開關動作由一個10倍增益的壓控電壓源代表，LED由一個3Ω電阻串聯6V電壓源代表，LED與接地之間還有一個1Ω的電流感測電阻。模擬結果如圖10所示。
電路A是相當穩定的一階系統響應，其中，直流增益是由壓控電壓源、LED阻抗所構成的分壓器以及電流感測電阻所決定，系統極點則由輸出電感與電路阻抗決定。補償電路設計也很簡單，只要使用乙類放大器即可。
電路B由于包含輸出電容，所以會有二階響應。增加輸出電容是因為某些應用在電磁干擾或散熱因素的考慮下，不能容忍LED出現太大的紋波電流，因此需要輸出電容來消除紋波電流。這個電路的直流增益與前面的電路相同，但它會在輸出電感和電容所決定的頻率點上產生一對復數極點。由于濾波電路的總相位移為180°，因此補償電路設計必須謹慎以免系統不穩定。補償電路設計與采用丙類放大器的傳統電壓模式電源供應很類似，但比電路A多出兩顆零件和輸出電容。
電路C則會重新安排輸出電容的位置，使電路補償更容易。LED兩端的紋波電壓與電路B很類似，只不過電感紋波電流會通過電流感測電阻R105，這在計算功耗時必須考慮。此電路的補償設計幾乎和電路A同樣簡單，直流增益也與前面兩種電路相同。電路共有1個零點和2個極點，零點由電容和LED串聯電阻產生。第一個極點由輸出電容和電流感測電阻決定，第二個極點由電流感測電阻和輸出電感決定。當頻率很高時，此電路的響應與電路A相同。
調光
許多應用都需要LED調光功能，像是顯示器亮度控制和建筑照明調整。LED調光方式有兩種，一種是減少LED電流，另一種是讓LED快速導通和截止。由于輸出光強度不全與電流成正比，LED光譜在電流低于額定值時還常會移動，所以減少LED電流不是很有效率的做法。另外，人類的亮度感受還與光強度成指數關系，需大幅改變電流才能達到調光效果，這對電路設計造成很大影響，例如，電路容差(circuittolerante)就能讓3％的滿負載電流誤差在10％負載時增為30％以上。
目前，太陽能路燈應用日趨廣泛，太陽能路燈采用蓄電池供電，供電電壓一般在12.6V左右，采用大功率LED光源取代了傳統的無極燈和鈉燈，LED照明光源功率一般在10W到60W之間，需要的驅動電壓與LED燈珠串聯數相關，電壓一般均在15V以上，需要的驅動電流與LED并聯數相關，一款好的驅動電源能夠有效的提高蓄電池的使用壽命，減小大功率LED光源的光衰，因此，設計一款蓄電池供電功率可調的LED驅動電源，具有很好的應用價值。
一．功率照明LED的特性
大功率照明LED利用PN結發光的原理，PN結加反向電壓，少數載流子難以注入，故不發光。當PN結處于正向工作狀態時（即兩端加上正向電壓），電流從LED陽極流向陰極時，半導體晶體就發出從紫外到紅外不同顏色的光線，光的強弱與電流有關[1]。目前，路燈LED燈具均采用1W功率LED芯片，采用多串多并的方式構成不同功率的光源。1WLED光源的正向工作電壓一般情況下為3.2V，正向工作電流IF一般為350mA。功率LED芯片是低電壓、大電流驅動的器件，其發光強度由流過LED的電流大小決定。電流過大會引起LED光衰減，電流過小會影響LED的發光強度。因此，LED的驅動需要提供恒流電源，以保證大功率LED使用的安全性，同時達到理想的發光強度。在LED照明領域，為體現出LED燈節能和長壽命的特點，正確選擇LED驅動IC至關重要。沒有好的驅動IC的匹配，LED照明的優勢無法體現出來。
二．功率LED驅動電源的設計
（一）XL6006簡介
XL6006是芯龍公司設計的一顆突破傳統電路拓撲結構，結合HVBCD工藝，大電流，高壓DC/DC升壓恒流LED驅動IC，有如下特點：1.具有較寬的直流3.6V到32V輸入電壓范圍（低壓可以兼顧鋰電供電）2. 最高升壓可到60V，可驅動串聯16顆1W LED；3. 最大開關電流5A，可驅動0~50W功率的LED；4. EN腳可實現PWM調光，且自帶軟啟動功能；5.低至0.2V參考電壓，可以有效提高系統效率 6.輸出60V過壓保護功能； 7.內置過熱保護功能。其優勢為：寬電壓輸入，大電流輸出，電路簡單。 XL6006應用簡單，其普通DC/DC升壓拓撲結構，效率高達95%，適用于基于LED的汽車、路燈、太陽能燈及LED背光驅動的應用。
（二）XL6006電路設計
XL6006是一個180KHz的固定頻率PWM降壓DC-DC轉換器，5A開關電流能力，該電路應用簡單，外部元器件比較少。鑒于LED領域的系統需求，內部除了常規的限流電路，過溫度保護，開路保護外，還內置了專用LED的CC。CC是通過電阻RCS測量LED電流并實現電流模式控制，在正常工作情況，LED電流由0.22V的PWM控制器內部參考電壓除以RCS電阻值所決定。即I=0.22V/RCS，因為RCS兩端的電壓降在正常工作條件下將一直保持在0.22V，OVP是芯片內部有開路保護，保護電壓52V左右，芯片外部通過電阻R1和R2測量輸出電壓并實現電壓模式控制，實現二次開路保護，一般OVP設置為比正常輸出電壓高20%。在芯片正常工作的時候，CC起作用；當CC這一路出現問題，OVP鉗位輸出電壓，使LED不會承受較大功率而燒毀。PWM調光這一塊也可以調節1腳EN來實現，EN的邏輯關系是一旦這一點電位高于1.4V，芯片輸出正常。低于0.8V芯片不工作。由于芯片本身的頻率只有180K，內置軟啟動電路電路，所以在一定占空比的條件下，PWM 調光的速率不應該太快，建議在100KHZ-300KHZ；也可以通過FB來實現對芯片的PWM調光控制，高電平高于1V，芯片關斷，低于0.3V，芯片開啟[2]。XL6006電路如圖1所示。
XL6006電路采用了4位撥碼開關，分別連接了4個高精度低阻值電阻，4個電阻的阻值分別為0.15歐、0.18歐、0.24歐、0.36歐；根據官方公司提供的公式I=0.22V/RCS可知，4路的電流分別為1466mA﹑1222mA、917mA、611mA， 可以分別支持5并﹑4并、3并、2并LED光源。L1為大電流磁環電感，用于升壓；SS36為4A肖基特二極管，D10為56V穩壓管，R19電阻用于空載時對XL6006芯片進行保護；BV+ BV-為蓄電池接入正負極，LV+ LV-為LED光源的正負極。D11是PWM信號的接入單向二極管，防止信號反串。
（三）功率調節電路設計
PWM是脈寬調制的縮寫，實際上是脈沖波形，其最重要的一個技術指標是占空比。占空比是指脈沖波形中，高電平時間在周期里所占的比例。如果用PWM波作為驅動信號，可以控制送到負載上的“等效電流”值，通過調節PWM波的占空比，調節負載上的等效電流，又因為LED光源的光的強度與通過的電流有關，所以調節調節PWM波的占空比，即可調光。
因此調光電路的設計就是要設計產生占空比可調的PWM信號的電路，利用555定時器可以容易的產生PWM信號。占空比可調PWM信號發生器電路如圖2所示。
如圖2所示，555定時器與R1、R2、W1、D1、D2和C1組成了無穩態多諧振蕩器，D1和D2分別為充電放電的導引管[3]。
以上公式不管W1如何調節，脈沖周期是不變的，占空比是變化的。
三．結束語
本設計的太陽能路燈LED驅動電源性能穩定，可支持多并多串LED光源，LED光源功率范圍在6W-48W之間；并采用555定時器產生PWM信號實現了功率可調，經測試系統轉換效率高達90%以上，具有功耗低、性能穩定等特點。目前已經進入大批量生產，并取得了較好的使用效果。此解決方案對從事太陽能相關產品的研發具有一定的參考價值。
參考文獻：
中圖分類號：TN929.11 文獻標識碼：A 文章編號：1006-8937（2015）35-0008-02
半導體激光器擁有廣闊的應用范圍和極大的應用潛力，廣泛應用于軍事、醫療、商業貿易和工業生產等多個領域。但是傳統的半導體激光器內部的設計模式并不好，使用壽命也很短，大大限制住了半導體激光器的使用路徑。通過對內部驅動電源的設計分析，可以優化半導體激光器的電力結構，有效延長半導體激光器的使用壽命。
1 半導體激光器和驅動電源的概念和含義
半導體激光具有體積小、重量輕、價格相對較低和驅動電源設計簡單等優越性的有利條件。半導體激光器是以半導體材料為工作物質，利用電力產生激光激光的一種物理性工具。半導體激光器要順利地產生和發射出激光，必須要滿足三個基本條件：
一是在電子注入有源區時形成粒子數的反轉;
二是電子在光學諧振腔內產生一定波長的光，并利用電子躍遷來提高光的亮度和強度;
三是在發射激光時，注入諧振腔內的載流子既不能多也不能少，保證激光閾值的電流密度維持在飽和狀態。
半導體激光器是實用性和適用性都最好的一類激光器，廣泛應用于光存儲、激光測距、激光通信、激光打印和雷達等多個方面。驅動電源是把電運供應的電力轉換成某一特定的電壓和電流，用以驅動機器工作運轉的一種電源轉換器。由變壓器、整流橋、穩壓電路、綠波網絡和慢啟動電路組成的驅動電源采用的不是電池供電或通電的開關閉合來控制電源狀態的。
2 半導體激光器對驅動電源的要求
注入半導體激光器的電流小于額定閾值的時候，激光器就會因為輸出功率過小而只能發出微弱的熒光。這時射出的光也只是半導體激光器自發輻射的光能能量，并不是從半導體的物質原子中發射出來的激光。注入半導體激光器的電流大于額定閾值的時候，激光器在恒溫的情況下輸出的功率和注入的電流大小成正比的線性關系。當半導體激光器內部的驅動電流超過允許流通電流的最大上限時，驅動電源就很有可能被燒毀，情況嚴重的時候還可能會發生小型爆炸，傷及相關的使用人員。原本半導體激光器的時間響應速度就很快，基本上都是以毫微秒來進行計量的，即使是極為短小的時間段內的沖擊電流也會造成半導體激光器的破損和毀壞。因此，半導體激光器內部的驅動電源必須要擔負起保護電路安全和電流穩定的職責，盡量減小或消除沖擊性電流帶來的不良影響和損失后果。
一方面，像半導體激光器這種非感性的電力負載，在閉合開關和斷開電源的瞬間都會產生一股很大的沖擊性電流。半導體激光器的驅動電源必須要將電力的輸入和輸出設計成一種啟動較慢的安全性電流回路。通過降低激光波長的紋波系數和濾除電路中的交流分量來保證流通電流和輸入電壓的穩定性。
另一方面，氣候溫度和空氣濕度以及線路老化等原因都對半導體激光器的激光輸出功率有著顯著的負面影響。半導體激光器的驅動電源必須要有一套自動控制電路溫度，同時增益輸出功率的設計方案，使半導體激光器能夠在恒溫的狀態下進行正常的工作。
3 半導體激光器驅動電源的設計
3.1 總體設計方案和分析
本文選取了型號為MD-500-7的這種數字式大功率半導體激光器驅動電源為例。該激光器的額定功率是500 W，能承受的最高電壓不能大于50 V，可以流通的電流為0～60 A。驅動電源的整體設計圖，如圖1所示，圖中明確指出了驅動電源內部對實現技術指標的影響相對較大的重要單元。對這些關鍵性的組成單元，必須要在設計方案上進行深入的理性分析和客觀的對比篩選。
在驅動電源的整個設計系統中，各個組成部分的設計是以總體設計方案為中心，圍繞著總體設計圖來展開的。傳統的半導體激光器驅動電源，采用的都是分析電源主回路和平均分攤電力的單一型設計方案。即便半導體激光器是電子轉光子的一個高效率轉換機器，也和其它的電力產品一樣，不可避免地會因為常規操作和使用次數的增加而出現機理損耗和功能弱化的現象，從而影響激光管工作時光線波長和輸出功率的穩定性能。只有對其內部驅動電源的溫度進行嚴格的調控，才能保證半導體激光器在恒溫的狀態下更為持久可靠地進行工作。為了達到更好的設計理想和使用效果，溫控單元激光二極管的溫度控制也需要必要的分析和研究。
3.2 恒流源驅動器的設計
恒流源電路可以使半導體激光器最大輸出40 A穩流源的驅動電源在連續工作的模式下保證電壓以2～10 V的低水平性輸出。如圖2所示，設定輸出電流最高可達40 A，輸出電壓穩定在2～10 V之間，使用大功率場效應管作為設計中的調整控制管，利用場效應管的開關來控制連接在漏極D上的負載電流ID并使其保持不變，通過控制場效應管的旁吹繆UGS來達到均衡電流的最終目的。
在恒流驅動器正常工作的時候，圖2中MOSFET管Q1的控制電壓Vgs是一種正向的驅動電壓，為MOSFET管提供導通飽和的功能服務。IR是一種通過LD的電流，會遵照相關的指數規律呈增長趨勢。Imax指的是在MOSFET管一直導通的情況下Vdd對L充電所能達到的最大指數。
半導體激光器使用壽命的長短和工作效率的高低直接取決于驅動電源的穩定程度。驅動電源的穩定性能較高，半導體激光器的使用壽命就會相應地延長，發射激光的工作效率也能夠保持在一個較高的水平上。因此，對半導體激光器驅動電源的保護是必要而重要的。驅動電源的保護可以由軟啟動、浪涌消除電路、過流過壓檢測電路和恒流源各部分軟件的設計來具體實現。
3.3 制冷器和驅動電路的設計
半導體激光器驅動電源的溫度控制是建立在閉環負反饋理論和電力恒溫流原理上的一種控溫技術。由P型和N型的半導體制冷元件構成的熱點對偶是最常見的溫度傳感器之一，也是半導體激光器驅動電源制冷系統的基本元件。把P型和N型的半導體制冷元件連接在一起，讓直流電通過P-N組件，P和N接頭的兩個地方就會產生一定程度上的溫度差別。溫度較低的電流方向是從N到P，接口處的溫度會逐漸下降并吸收熱量;溫度較高的電流方向是從P到N，接口處的溫度會慢慢上升并釋放熱量。這種冷熱銜接、對接協調的N-P組件就是一個完整的熱電偶對。將多個熱電偶對成串地設置在電路上，和熱交換器的傳熱元件組合形成普遍應用于驅動電源內部的熱電制冷組合控件，專門負責進行熱傳導和熱疏散，保持驅動電源工作環境的恒定低溫。
演算制冷量的具體公式是：
Qc=αITc-■I2R-KΔT
其中，Qc為制冷量;
α為Seeback系數;
R為元件內阻;
K為元件導熱系數;
I為電流;
ΔT為冷熱端溫差。
溫度傳感器是溫度控制系統中最重要也最核心的硬件組成部分。溫度測量的敏感元件不僅有熱電偶對和熱敏電阻等傳統的溫度傳感器，又有光學溫度傳感器和集成溫度傳感器等先進的現代化溫度傳感器。一般的半導體激光器驅動電源往往采用的都是一種型號為DS18B20的數字溫度傳感器。
4 結 語
由于半導體激光器對內部的驅動電源提出了穩定電流和控制溫度這兩個基本性的技術要求，所以在設計半導體激光器的驅動電源的時候，要充分考慮驅動器、電路主回路和溫控系統等部分的工作原理來設計電源方案。同時還要注意設計一些如軟啟動、過壓檢測電路和消除浪涌電路等用來保護電路的硬件和軟件。
參考文獻：
中圖分類號： TN86?34； TP713 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2016）20?0154?05
Abstract： The navigation and position are the most important functions of the gyroscope used in military and civil aircrafts. The running condition of the gyroscope can affect the aircrafts’ safety directly， and the multiphase power supply providing the electrical energy for the gyroscope determines whether the gyroscope can work stably. The C8051F020 and DDS chip AD9952 based 1 200 Hz waveform generating circuit of two?phase gyroscope power supply is described， in which the high?power MOSFET power supply is used to provide the large enough output power for the integrated operational amplifier MP108 circuit. The smooth waveform output is realized with the hardware and software filtering， which can make the gyroscope work smoothly and accurately. The test results show that the output voltage and frequency of the power supply have high accuracy， good stability and great ability to resist the high?frequency interference， and can satisfy the design requirements.
Keywords： aviation power supply； gyroscope； DDS； average filtering algorithm； inertial navigation system
0 引 言
陀螺儀作為航空器重要的慣性導航設備的重要組成部分，其精度直接影響著整個慣性導航系統的精度，尤其是在極端溫度和氣候情況下，仍需保證陀螺儀能平滑順暢進行工作，故需要系統提供高質量的驅動電源，以保證其工作的穩定性和可靠性[1]。
本文重點介紹了以C8051F020為控制核心，運用DDS技術及新型功率驅動方式搭建航空陀螺儀用1 200 Hz兩相高性能驅動電源，在硬件方面通過合理設計基準電源、單片機及顯示電路、兩相DDS發生電路和大功率MOS驅動電路等，輸出頻率、電壓既可定頻、定壓輸出，也可通過數字編碼器進行調節，以及有效的軟硬件濾波方法，以實現兩相1 200 Hz正弦波形的平滑、穩定、高精度輸出，使陀螺儀電機能按既定控制要求精確、穩定輸出。
1 系統整體設計
系統由控制核心C8051F020、AD9952組成的DDS發生電路、功率驅動電路、檢測電路、數字編碼器及LCD顯示模塊及直流供電電源組成，且電路具有完善的過壓、過流及短路報警及保護。同時上位機通過16位高分辨率凌華數據采集卡直接采集電壓、電流等四組輸出參數，實現數據的實時采集和監控。該電源整體系統框架如圖1所示。
1 200 Hz兩相驅動電源的設計參數為輸出容量>100VA，兩相相位差為90°，相位穩定度≤2%，輸出兩相相電壓連續可調（7～15 V），電壓穩定度≤1%，頻率穩定度≤1%，波形失真度≤2%，輸出相電流≥2.5 A，負載穩定度≤1%，為實現電路電壓的精度，部分元件采用高精度軍品級元器件以保證精度需要。
2 系統硬件設計
2.1 C8051F020端口配置及供電電源設計
C8051F020是美國 Cygnal 公司推出的一種混合信號 SoC 型8位單片機，是集成度很高的混合信號系統級的芯片，系統利用單片機的8～12位A/D轉換器及其他端口，實現系統模擬量采集、DDS發生電路、LCM240128ZK圖形模塊顯示等功能，為滿足C8051F020的供電及基準電源（VREF=2.5 V）、DDS電路、檢測電路等的需要，故電路需設計5 V，1.8 V，3.3 V，
±15 V高精度供電電源，以滿足單片機及AD9952的需要，均采用了高質量集成穩壓器以及參數合理的LC濾波器[2]。尤其是3.3 V和DC 1.8 V，直接影響到DDS輸出信號及檢測信號的精度，故在電路中運用了高精度電源轉換芯片AMS1117?3.3和AMS1117?1.8，以保證供電需要，電源C8051F020端口配置及3.3 V直流電源如圖2所示。
2.2 DDS電路設計
AD9952是Analog Device公司推出的新一代DDS芯片。是一個具有14位模數轉換功能的直接合成器。該新芯片運用先進的直接數字合成技術，內部連接一個可編程的高速度模擬轉換器，能夠產生一個頻率最高達200 MHz的模擬正弦波輸出，并且能夠提供快速頻度跳動和良好的調頻分辯率[3?7]，本設計中通過C8051F020將調頻和控制字通過其串行I/O口載入AD9952。同時電路通過儀表放大器AD620完成第一級放大，放大倍數由0.1%的定制精密電阻RS1_38（或RS2_38）決定，按設計要求該級完成總放大倍數的21.213倍，由手冊可知AD620放大倍數計算公式為[Au1=1+49.4RS1_38=21.213]，可求得RS1_38=RS2_38=2.444 kΩ。
C8051F020通過SPI串行接口給AD9952的控制寄存器寫入控制字，在程序中控制電源的幅值、頻率與相位差輸出。
如頻率控制可用公式：[f=Kfs232]實現，本設計信號為輸出頻率1 200 Hz，外接晶振頻率fs=24 MHz，故FTW0的控制字K=0x89，一方面滿足波形頻率的要求，另一方面也滿足高頻采樣的要求。
兩相電壓相位差為90°，AD9952相位計算公式為[?=360°×POW214]，設定A相初相位為0°，則控制變量POWA=00；而B相相位為90°，則POWB=4 096。
而調節AD9952幅值的16位控制寄存器為ASF，其控制范圍為0000H～3FFFH，其對應輸出電壓為0～0.5 V，A相DDS電路如圖3所示。
2.3 功率驅動系統及供電電源設計
如圖4所示，由于系統要求輸出電流每相≥2.5 A，故給集成運放MP108供電的直流電源輸出功率要求較大，一般的晶體管穩壓電源已很難滿足功率及穩定性要求，本設計中采用了單相雙MOS管（IRFP150N）推挽輸出方式給信號放大電路提供+VS直流供電電壓，同時電源進線采用電抗器L1_1和C1組成單路濾波電路，以消除AC 220 V電源帶來的擾動，如圖5所示為+VS電源及單相功率驅動電路。
根據設計，由MP108組成的同相比例運算電路的電壓放大倍數為[1+RG1_2RG1_3=2]，故RG1_2和RG1_3選擇精度0.1%的精密軍品電阻（1 kΩ）。
2.4 檢測電路設計及參數設置
本設計中需要檢測兩相電壓、電流有效值（PHA，PHB，CURRENT1和CURRENT2）經過精密差壓放大器AD629以及有效值計算芯片AD536通過AIN0～AIN3四路模擬量輸入[8?9]。相位差和頻率信號通過LM311整形成矩形波后分別通過C8051F020端口T0，T1和T2進行參數檢測，采樣頻率設定為100 kHz。A相測試如圖6所示。頻率的檢測通過1 s內一個周期內統計的A相矩形波個數n來實現，通過C8051F020的CEXn引腳上出現的有效電平變化導致PCA0捕捉PCA0計數器/定時器的值并將其載入對應模塊的16位捕捉/比較寄存器（PCA0CPLn和PCA0CPHn），即輸出頻率f=n。
而相位差的計算是通過A相和B相在一個周期內捕捉上升沿時刻t1和t2，得到Δt=t1-t2，則相位差ΔΦ=f×Δt×360°，如圖7（a）、圖7（b）所示。
系統在軟硬件初步調試后，上位機得到輸出波形如圖8所示，由圖8可知，在輸出級和供電電源部分（如圖4和圖5所示）采用了LC等濾波電路，波形各項參數已初步達到基本要求，抑制了大部分干擾，但由于硬件濾波器有固定的截至頻率，還不能完全抑制系統本身和外界的干擾，所以初測波形擾動及高頻噪聲仍比較明顯，故利用軟件算法，采用時滯補償濾波法對波形進一步優化，使輸出兩相電壓進一步達到標準正弦波。
3 系統軟件設計
系統程序按模塊化設計，共分初始化、數字電位器及按鍵檢測、電壓、電流等檢測以及濾波算法模塊、LCD顯示模塊驅動子程序，其中根據去時滯補償平均濾波算法進行軟件濾波，用于DDS初始輸出波形的信號處理，以進一步改善波形。程序流程圖如圖9所示。
3.2 時滯補償平均濾波算法及程序
在系統中首先要保證輸出兩相電壓波形的平滑度，故在電壓檢測及高頻采樣過程中采用時滯補償平均濾波法，由于采樣直接來自輸出，故取每一個采樣值與理想值的差值，采用反向補償方式，調整下一個時段的輸出信號，即tn時段若采樣值為[xn′]，通過計算時刻的參考值xn=Umsin（ωt+φ）可得差值為Δx=xn-[xn′]，則下一時刻實際輸出值為yn+1=[xn+1′]+Δx，由于該系統采用100 kHz的采樣頻率，故補償雖有一定的時滯性，且該系統選用器件均為高速型器件，信號傳輸時間短（總時間
3.3 上位機程序設計
系統上位機通過凌華（PCI?6208+6216）數據采集卡采集陀螺儀電源在負載情況下的實時電壓和電流參數值，每1 s刷新一次，如圖11所示為兩相陀螺儀電源參數上位機測試界面。
4 實驗與結果分析
通過系統硬件的合理搭建、軟硬件濾波方法的合理設計，加載陀螺儀電機負載，通過從常溫到低溫凍結，以及不同氣候情況下，給定電機不同負載，輸出電流從0～2.529 A變化的過程中（以設定輸出電壓11 V為例，并以兩相電源空載和滿載對比），電壓變化量僅為0.005 V，表明兩相陀螺儀電源各項參數以及波形分布已完全達到設計要求，其上位機測試界面及波形輸出如圖11～圖13所示。
5 結 論
本文利用直接數字頻率合成器（DDS）以及高性能單片機（C8051F020）搭建了兩相陀螺儀用1 200 Hz驅動電源，合理布置PCB元件及布線，采取了有效的軟硬件抗干擾措施，測試結果表明，該系統電壓穩定度、頻率穩定度、波形失真度、輸出相電流、負載穩定度等參數均滿足設計要求，證明了系統設計的正確性、合理性和實用性。
參考文獻
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一、LED路燈的電源驅動原理
近些年隨著大功率的LED發光技術的升級，大功率的白光LED進入了照明市場，越來越多的被應用于通用照明領域。因為LED本身具有高光效、壽命長、抗浪涌能力差等特點，以此LED路燈的電源控制和驅動系統就成為了保證其功能和高效的重要基礎。
為了設計出更加安全可靠的電源驅動器，必須對其工作原理進行了解。下面就對LED路燈電源驅動器的基本工作原理進行簡要的介紹：主要的系統設計是處采用隔離變壓器、PEC控制電源開關，并保證輸出為恒定的電壓，完成對LED路燈的驅動。因為實際中LED的抗浪涌的能力較差，尤其是對反向電壓更為敏感。所以在電源控制中應當注意對這方面的保護效果的提高。同時，LED路燈主要的工作狀況是戶外，因此要增加對防浪涌的措施。因為對其供電的電網容易受到雷電的干擾，從而產生感應電流而涌入電網，從而導致對LED的破壞。所以電源的驅動也應當具備抑制浪涌的功能，達到保護LED的效果。此時采用的EMI濾波電路就起到了這種防止電網諧波串入的模塊，以此保護路燈的電路正常工作。
二、LED路燈的電源驅動器的設計
1、驅動器設計簡述
針對LED路燈系統的電源控制器的設計需要考慮到其特地和基本要求才能達到目的。具體的情況如下：此系統中的每個路燈的功率在 100W以內；為了提高路燈的實用性，路燈的LED被分為若干小組，每組LED則是串聯驅動節能高效，組與組之間為隔離驅動，保證單組損壞而不影響整個LED的工作；為了提高路燈的安全性，輸入和輸出系統需要有電氣隔離；電源的公因數必須維持在較高的水平。
在設計中為了滿足以上的基本需求，通常采用的是AC/DC恒壓電源和多路控制的DC/DC恒定流動驅動級聯的方式完成對多路的LED驅動。AC/DC部分采用的是反激形式拓撲，輸出的功率可以滿足LED的功率；DC/DC的部分采用國半德爾LED恒定電流芯片。其中在AC/DC部分所采用的反激式的電源所產生的損耗將影響電源的效率，其損耗主要有：一次場效應晶體管的損耗，主要是導通和開關損耗；二次側的整流二極管造成的功率損耗；高頻變壓的固有的鐵損、銅損、漏感損耗等，為了提高整個電源的高效率就應當對上面三種情況進行控制。
2、控制形式和零電壓設計
在提高效率的設計中，如采用ST所生產的L6562作為控制芯片，此芯片是一種較為經濟的功率因數校正控制元器件。反激方式電源工作是在不連續導電的模式下進行工作的，通過前端的濾波其進行自動調整實現高功率。為了減小場效應晶體管損耗，利用與芯片相適應的器件，這樣可以有效的降低在導通時出現的損耗，同時還可以利用準諧振的技術實現場效應晶體管的零電壓導通，完成對開關損耗的控制cssci期刊目錄。
3、同步整流設計
通常的反激式開關在利用中二次側的整流二級管也會形成較大的損耗，為了實現高效率可以利用具有低導通降壓的二極管來緩解著高損耗的問題，但是實踐中看，此種改進的效果并不明顯，同時一些設計中輸出的的電壓較高，而肖特基二極管的反向耐壓性能并不理想，所以其不能滿足高效率需求。
實踐證明較好的方法是采用同步整流技術對功率進行調整，利用導通電阻較低的場效應晶體管代替整流二極管。同步整流方式可以分為外驅動和內驅動兩種，工作原理也可分為電壓型和電流型、諧振型驅動等。這些同步驅動的方式各自有其優勢和不足。其中一種較為實用的是電流同步的控制驅動方案，但是因為驅動中選擇了場效應晶體管門極驅動電壓鉗位在輸出電壓上，而門極穿電壓通常較低，因此要采用此種方法就要降低輸出電壓。
所以可以采用混合型的同步整流方法，其工作的原理為在兩個變壓器上的兩個繞組為T3、T4，其中T3設計為二次繞組主要負責能量的傳遞，T4則為輔助繞組。在T4上的電壓隨著T3電壓的升高而升高，用于開啟同步整流用場效應管。此時的電流互感器中的兩個繞組也起到不同的作用，初級繞組是串聯在主電路中，是檢驗流經的場效應管的電流，當該繞組中的電流下降到0的時候節能高效，另一個繞組則將場效應管斷開。所以此種方案可以利用電壓信號來控制場效應晶體管的導通，電流信號澤爾負責其關閉，不僅僅提高了效率還可以穩定的工作，控制了無開通的情況。
4、變壓器的高效率設計
高頻率變壓器是隔離形式的電源中不可或缺的器件，在提升效率的方面也有著重要的作用。變壓的損耗主要來自銅損、鐵損、漏感損耗，此三者的損耗可以通過必要的手段進性損耗的控制，但是控制的措施不能完全達到綜合高效的目標效果。因此，新型的變壓器技術將高頻率供電系統進行了升級。此種變壓器的技術日趨成熟，主要特點是高度低，利用底部面積大的平面磁芯。此種變壓器采用的繞著是螺旋印制線構成。和以往的變壓器相比此種平面型的變壓效果更高，工作效率也得到了提升，且體積小、漏感小、導熱性好、一致性強等。雖然其距離應用還有一段時間，但是可以成為高端應用領域的替代產品。
三、結束語
LED路燈系統的高效率電源驅動器的設計，其首要的目的就是保證路燈的高頻率工況，同時防止供電系統中的干擾侵入到路燈系統中而造成損壞。其次，利用多種復合電路和晶體管來提高供電過程中的各種線路損耗，提高供電的效率，以此達到安全、高效的目的。
參考文獻：
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Design of A High Power Factor and High-Power
Power Supply to Drive LED Lights
SHI Hong-wei Zhu Zheng-yu Shejie
（Jiangyin Polytechnic College，Jiangyin 214433，Jiangsu，China）
Abstract：With the development status of LED power supply，this article introduces a programme in the case of high power for LED lights.The article introduces a design of half-bridge LLC resonant based on PLC810PG for LED lights switching power supply.This design realizes factor correction and improved work efficiency by soft switching.In the article，the main circuit and control circuit are designed in theory and the related circuit parameters are estimated.Finally experimental studies show that the system design is feasible and the basic performance to meet design requirements.
Key words：LED power supply；power factor correction；half-bridge LLC resonant circuits；PLC810PG
引言
LED（light emitting diode）具有發光效率高、功耗小、壽命長、光污染小、光線質量高等優點，已在各個領域得到廣泛應用。近些年隨著大功率的LED發光技術的升級，大功率的白光LED越來越多的被應用于通用照明領域?？梢哉f，作為新一代光源，LED的應用已經成為照明的發展方向。目前LED應用的熱點之一是LED的道路照明。
LED路燈的電源控制和驅動系統是保證其功能和高效的重要基礎。文章結合大功率LED驅動電源的發展現狀，提出了一款基于PLC810PG的半橋LLC諧振式的LED路燈開關電源的設計方案，把輸入分壓與半橋兩個開關各自形成一路Boost電路，實現了功率因數校正作用，后級采用LLC諧振負載網絡，實現了軟開關，提高了工作效率。
1.系統結構
由于LED路燈功率較高，LED路燈電源不宜再沿用單開關反激式電路，而必須采用支持相應功率的電路拓撲，例如半橋LLC諧振拓撲結構。如圖1所示，Q1和Q2是半橋開關管（MOSFET），半橋諧振網絡中選用的是LLC結構，Cr、Lr和變壓器T1初級繞組線圈Lm組成LLC諧振網絡。Lb1、Q1、Dds2、Cb組成一路boost電路，Lb2、Q2、Dds1、Cb組成另一路boost電路，兩個boost電路工作在斷續模式下，作為天然的功率因數校正器。其中Lr為變壓器的漏感，Lm為變壓器的勵磁電感。
2.輸入EMI濾波電路和橋式整流電路
從頻率的角度看，EMI濾波器屬于低通濾波器。它能毫無衰減地把直流電和工頻交流電傳輸到開關電源，不但可以大大地衰減從電網引入的外部電磁干擾，還可以避免開關電源設備本身向外部發出噪聲干擾，以免影響其他電子設備的正常工作。本設計中采用的EMI濾波器基本結構如圖2所示。
市電交流220V輸入后，經由電容C1、C2、C3、C4、C5、C6和共模電感器L1、L2組成的輸入EMI濾波器濾波，R1～R3在交流電源切斷時為電容放電提供通路。熱敏電阻RT1用來在電源系統啟動時限制浪涌電流。當電路正常工作后，繼電器RL1將RT1旁路，RT1中幾乎無電流流過，不再有功率損耗，從而使電源效率提高1%～1.5%。BR1為橋式整流器，C7是濾波電容。
3.半橋LLC諧振電路
半橋雙電感加單電容（LLC）諧振轉換器能提供較大的輸出功率，保證半橋MOSFET的零電壓開關（ZVS），具有較高的效率，基本結構如圖1所示。在圖1中，Q1和Q2是半橋開關（MOSFET），Cr、Lr和變壓器T1初級繞組線圈LM組成LLC諧振變換器。
本文設計的LED路燈照明用驅動電源（圖3）中，Q1，Q2為半橋功率開關管（MOSFET）。C39為諧振電容，變壓器T1的初級繞組與其構成LLC諧振回路（通常將圖1中的Lr結合進變壓器初級之中，對于圖3所示的電路拓撲，仍稱作LLC諧振結構，而不稱其為LC諧振拓撲）。T1的次級輸出經全波整流二極管、C37、C38整流濾波后產生52V直流電壓輸出，作為LED路燈模塊的電源驅動。
3.1 電路主要元器件參數設計
系統的額定輸出功率100W，輸出電壓為52V，兩個boost電感的值可由表達式（1）計算得到：
由于輸出功率P0=ηPin，效率值為90%，一般母線電壓為1.2倍峰值輸入，由此可求出系統的兩個boost電感值。我們在當系統工作在fr的頻率下來進行分析，此時LLC電路的電壓增益為1，即可求出變壓器的匝比為
圖（3）中C39不僅起電容隔直的作用，也為負半周的諧振提供能量。且C39兩端最大電壓滿足
其中fmax表示最大的開關頻率，由表達式（3）可求出C39的值。由于系統工作頻率，我們將fr取100kHz，則可求出系統中的Lr的值。
而由表達式（4）也可求出系統的勵磁電感取值。
最終取值為：
Lb1=Lb2=400μH，Lr=112μH，Lm=600μH，C39=22nF，
T1匝比為n=4。
3.2 LLC的變壓器T1的設計
變壓器T1使用ETD39磁心和18引腳骨架。先繞次級繞組，次級繞組使用175股40AWG（Φ為0.08mm）李茲線（即絞合線），從引腳10到引腳12，再從引腳11到引腳13各繞9匝，并覆蓋2層聚酯膜。初級繞組使用75股40AWG（Φ為0.08mm）絞合線，從7引腳開始到9引腳結束，繞36匝，再繞2層聚酯膜。其電感量是820μH（±10%），漏感是100μH(±10%)。將分成兩部分的磁心插入骨架中對接在一起，在磁心外面用10mm寬的銅皮繞一層，用焊錫將接縫焊牢，再在銅皮與引腳2之間焊接一段Φ為0.5mm的銅線。在銅皮外部用聚酯膜覆蓋起來。
3.3 基于PLC810PG的LLC控制電路
PLC810PG的CCM PFC控制器只有4個引腳（除接地端外），是目前引腳最少的CCM PFC控制器。這種PFC控制器主要是由運算跨導放大器（OTA）、分立電壓可編程放大器（DVGA）和低通濾波器（LPF）、PWM電路、PFC MOSFET驅動器（在引腳GATEP上輸出）及保護電路組成的。PFC控制器有兩個輸入引腳，即引腳ISP（3）和FBP（23）。FBP引腳是PFC升壓變換器輸出DC升壓電壓的反饋端，連接OTA的同相輸入端。OTA輸出可視為是PFC控制器等效乘法器的一個輸入。OTA在引腳VCOMP（1）上的輸出，連接頻率補償元件。反饋環路的作用是執行PFC輸出DC電壓調節和過電壓及電壓過低保護。IC引腳FBP的內部參考電壓VFBPREF=2.2V。如果引腳FBP上的電壓VFBP＞VOVN=1.05×2.2V=2.31V，IC則提供過電壓（OV）保護，在引腳GATEP上的輸出阻斷。如果電壓不足使VFBP＜VIN(L)=0.23×2.2V=0.506V，PFC電路則被禁止。如果VFBP＜VSD(L)=0.64×2.2V=1.408V，LLC級將關閉。PLC810PG的ISP引腳是PFC電流傳感輸入，用作PFC算法控制并提供過電流（OC）保護。PFC在ISP引腳上的過電流保護（OCP）解扣電平是-480mV。
設計的電路中52V的輸出由R67、R66采樣，經穩壓器U3，光電耦合器U2及R54、D16、R53等反饋到U1的FBL引腳，來執行輸出電壓調節和過電壓保護。流入引腳FBL的電流越大，LLC級開關頻率也就越高。最高開關頻率由U1引腳FMAX與VREF之間的電阻R52設定。R49、R51、R53設置下限頻率。C27是LLC級軟啟動電容，軟啟動時間由C27和R49，R51共同設定。
R59是T1初級電流感測電阻。R59上的電流感測信號經R47、C35濾波輸入到U1的ISL引腳，以提供過電流保護。
偏置電壓VCC經R37、R38分別加至U1的VCC和VCCL引腳，將U1模擬電源和數字電源分開。R55和鐵氧體磁珠L7，在PFC與LLC地之間提供隔離。U1內半橋高端驅動器由自舉二極管D8、電容C23和電阻R42供電。Q10和Q11散熱器經C78連接到初級地（B-）。
4.PFC功率因數校正電路
L4、PFC開關（MOSFET）Q3、升壓二極管D2和輸出電容C9等組成PFC升壓變換器主電路。在140～265VAC輸入電壓范圍內，輸出電壓穩定在385VDC（B+與B-之間），并在BR1輸入端產生正弦AC電流，使系統呈現純電阻性負載，線路功率因數（PF）幾乎等于1。晶體管Q4、Q5等組成Q3的緩沖級。R6和R8是PFC級電流傳感電阻，二極管D3、D4在浪涌期間箝位R6和R8上的電壓（即兩個二極管上的正向壓降）。
4.1 PFC升壓電感器的設計
PFC升壓電感器L4使用PQ32/20磁心和12引腳骨架，L4主繞組使用#20AWG（美國線規，約＜0.8mm）絕緣磁導線，從引腳1開始到引腳6終止，繞35匝，電感量是580μH(±10%)。在主繞組外面繞一層作絕緣用的聚酯膜。偏置繞組使用#28AWG(＜0.3mm)絕緣導線從引腳8開始繞2匝，到引腳7結束。在該繞組線圈外面繞3層聚酯膜。在磁心上包裹一層銅箔，并用＜0.5mm銅線將銅箔與9引腳焊接起來，作為屏蔽層。在銅箔外面再繞3層聚酯膜。
4.2 基于PLC810PG的PFC控制電路的設計
U1引腳GATEP上的PWM信號驅動PFC開關Q3。R6和R8上的電流傳感信號經R45，C73濾波輸入到U1引腳ISP，來執行PFC算法控制，并提供過電流保護。PFC輸出電壓VB+經R39～41、R43、R46和R50取樣，并經C25濾除噪聲，輸入到U1引腳FBP，來執行PFC輸出電壓調節和過電壓以及電壓過低保護。U1引腳VCOMP外部R48，C26，C28為頻率補償元件。當引腳VCOMP上的信號較大時，Q20導通，將C26旁路，可使PFC控制環路能夠快速響應。
5.實驗研究
在本文以上分析設計的基礎上，試制了一臺100W/100kHz（2A/52V）大功率LED驅動電源的樣機。實驗電路參數如下：單相輸入電壓Uin=220V（50Hz），輸出功率Po=100W，工作頻率fr=100kHz，負載為歐司朗公司1W高亮LED，共分4路，每路25只LED。
圖4所示為中點電壓Vds2與副邊二極管Dr2的電流波形，由圖可知如圖4（a），很明顯在二極管關斷前其電流已經到零，則二極管工作在ZCS狀態，此時工作頻率為90kHz；圖4（b）為在二極管關斷時，二極管電流恰好為零，此時系統工作在fr的工作頻率上，fr為100kHz；圖4（c）為在二極管關斷前，二極管電流并不為零，此時副邊的二極管失去了其ZCS特性，系統工作頻率為125kHz。
圖5所示為半橋開關管Q1的電壓、電流波形，由圖可知開關管工作在ZVS狀態。
圖6為100W樣機測試波形，當其由45%～100%負載變化時，其PF大于0.96；THD在10%以內，滿足IEEE519以及IEC61000－3－2標準；效率在87.2%～91.1%間變化，當系統滿載時，其效率高達91.1%，母線電壓由490V變為375V，滿載時，母線電壓為375V，紋波電壓為5V，紋波頻率為100Hz，由于輸入為交流220V，則其交流輸入電壓峰值為311V，母線電壓只略高于輸入，不會達到二倍峰值輸入，系統輸出電壓為52V，滿載時紋波為1V。
結束語
本文結合當前大功率LED驅動電源的發展現狀，提出一種適用于LED路燈的驅動電源。由于LLC的應用使系統能夠工作在軟開關狀態下，提高了系統的工作效率。經測試，系統在滿載時功率因數達0.992，THD為6.5%，效率高達91.1%。最后試制了樣機，驗證了設計方案的可行性和正確性。
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中圖分類號：TP302 文獻標識碼：A 文章編號：1009-914X（2015）34-0043-02
1 汽車天窗驅動電機結構及原理設計
一般汽車在行駛時若車內無新鮮空氣補充，就會使空氣中二氧化碳量增加、氧氣量降低引起其大腦缺氧，產生疲勞困倦的感覺。雖然有時候駕乘者會通過側窗進行換氣，但是側窗打開后，吹到人們身上的漩渦氣流會讓架乘著感覺風很大，又由于其上部的不通風，車內也會產生巨大的噪音，引起其耳鳴分散其注意力，最終導致無法安全行車的后果。特別是駕乘者在高速行駛時風帶著灰塵等雜質直接沖撞到司機身上，更容易降低駕駛者的舒適感和注意力，引起事故。因此現在汽車多采取車內加裝天窗的設計，既改善司機駕駛的安全性，又能通過天窗玻璃的自然采光給車室內營造出光明浪漫的氣氛。
驅動車窗的工作是一項間斷性工作，作為核心部件的驅動電機在其傳動機構運行過程中起著非常重要的作用。其通過電機的轉速及電流變化自由的驅動車窗玻璃沿滑槽前后移動、傾斜啟閉。伴隨著ECU科技的迅速發展，實現車窗遠程精準停留功能也成為易事。本設計的驅動電機就是配合天窗ECU設計的一款直流永磁帶傳感的有刷電機。
它是一種機械能與電能相互轉換的強驅動裝置，其在整個運行過程中實現了電能產生、變換、傳輸、分配、使用、控制等循環作用。根據載流轉子與主磁場定子互相作用產生電磁扭矩帶動轉子不停旋轉最終產生機械運動的工作原理。將本設計電機分為定子、轉子、電刷板、齒輪驅動等四大組立部分。
整個電機像人體一樣各盡其責互相配合，精準完成天窗各部分驅動要求。首先定子作為“身軀”起著主磁場和支撐轉子的作用。其次轉子作為“心臟”起著切割磁力線產生感應電動勢實現電能與機械能之間轉換的作用，而帶有ECU的電刷板作為“大腦”起著連接轉子與外部電路的作用，最后齒輪箱作為“大手”起著調試控制天窗的運行及定位的作用。由于本設計為直流永磁帶傳感的有刷電機，其工作原理便是所謂的弗萊明左手定則原理。
即在磁場B[T]中，向垂直于磁場的導體L[m]中通上電流為I[A]的電時， 則通電導線在磁場中產生力F[N]的公式為：
F= B*L*I
若磁場中鐵芯半徑為R[M]，則在磁場中扭矩T[Nm]公式為：
T=2 *R*F=2 *R*B*L* I
若卷線匝數為Z[n]，則在磁場中整體產生扭矩T[Nm]的公式為：
T=2* Z*R*B*L* I
通過力與扭矩公式換算后，最終結論得出設計的卷圈匝數Z、磁場B、導體長度L。
電機旋轉設計直接影響天窗應用模式，因此第一階段先假設直流電機的轉子不應用原動機拖動，而是把電刷A、B接在電壓為U的直流電源上，讓電刷A為正電位，B為負電位，則在N極范圍內的導體ab中的電流是從a流向b，在S極范圍內的導體cd中的電流是從c流向d。那么根據弗萊明左手定則判斷出載流導體ab邊受的電磁力的方向是向左，cd邊所受的電磁力方向則是向右，又由于磁場是均勻的，導體中又流過相同的電流，所以ab邊和cd邊所受電磁力的大小也是相等的，此時線圈在受到相同的電磁力作用時會按逆時針方向進行轉動。第二階段是當線圈轉到磁極的中性面上時，線圈中的電流和電磁力都等于零，但是由于慣性的作用線圈會繼續轉動。第三階段是當線圈轉過半周后，雖然ab與cd的位置調換了，但是由于換向片和電刷的作用，轉到N極下的cd邊中電流方向也變了（從d流向c），在S極下的ab邊中的電流方向也變了（從b流向a），此時電磁力F的方向仍然不會改變，所以線圈仍然受力按逆時針方向轉動?？梢娙鬘、S極范圍內的導體中的電流方向不變，那么線圈兩個邊的受力方向也不變，這樣線圈就可以按照受力方向不停的旋轉下去。
2 汽車天窗電動機定子結構及原理設計
正如上述功能描述一樣，定子作為電機的“身軀”起著主磁場和支撐轉子的作用。一般定子結構分為永磁式和勵磁式兩種，永磁式是永磁體與電樞導磁體形成閉合磁路的形式。勵磁式則是在磁極上繞線圈后，在線圈通電形成電磁鐵的形式。雖然勵磁式的定子有壽命長，在“空載”條件下噪音小的優點，但是車窗的應用環境很難預測，在寒冷、大風等阻力環境中經常遇上持久負載，易導致勵磁電機電氣原件燒毀引起“短路”等故障，因此天窗電機一般都選擇永磁式定子。
而永磁式定子若磁性弱或磁路未飽和時，經常會引起電流增大、溫度升高、噪音及振動等不良現象。因此在成本允許條件下，選擇鐵氧體永磁材料時，首先考慮高磁通密度（Br）和矯頑力（Hc）的磁性材料。其次由于該電機額定轉速為40-50RPM，配合電樞鐵芯長度定子設計長48mmX寬34.2mm且Br大于420mT的對稱磁瓦結構是非常合適的。定子一般由機殼、永磁石、葉型彈簧等三部分組成，機殼根據客戶放置電機的空間，應用直徑為38mm扁圓筒結構。為了保證主磁體磁場穩定、裝配位置誤差小的功能，設計選擇了比膠粘式更穩定的葉型彈簧支撐式結構。以上永磁設計大大改善電機噪音及振動的風險。永磁材料由于材質堅硬很難進行機械加工，因而一般來說永磁式電動機的制造成本比電磁式高。而電磁式比永磁式多了一項激磁損耗。因此許多工業在生產線性高精度產品時都多應用永磁式電機。
3 汽車天窗電動機轉子結構及原理設計
轉子作為電機的“心臟”起著切割磁力線產生感應電動勢實現電能與機械能之間轉換的作用。其主要結構由軸、鐵芯、卷線、換向器、絕緣套筒、軸承及錐墊等七大部分組成。軸作為驅動轉子旋轉核心部件，其材質應用了 SAE/AISI 1144鋼。鐵芯應用了斜槽設計，即由厚度為1.0mm SPCC-SD硅鋼片上下16片依次錯開疊加槽位而成的，該設計即保證了電動機轉動均勻平穩，又提高了電機輸出功率，是現在高端電機常用的設計。換向器通過焊接方式連接轉子鐵芯銅線與換向器及碳刷電源正負極導通達到電機換向的作用。軸承作為連接齒輪箱和機殼橋梁，起著支撐和運動協調作用。由于本設計電機要配合天窗中的ECU按指令停留在任意位置處，因此在電樞轉子處特別增加了4瓣感應磁環的設計。
轉子設計重點在于鐵芯的卷線，它決定了電機電流方向及轉速、扭矩等功能參數，不同的卷線會影響到客戶不同的應用效果。因此為了避免卷線時換向器與鐵芯之間的誤差，在設計及卷線時必須首先確認換向器與鐵芯的角度問題，只有明確角度基準電機特性才可以穩定。本設計換向器角度為0°+/-1.5°，因此根據客戶的應用條件考慮后，將鐵芯槽數及換向器片數統一設計為8槽，銅線種類選擇日立1 KMK-20E耐絕緣高等級的銅線，線徑選擇為4.75mm，其中每槽內匝數為24匝。
電機系列品種規格繁多，其質量水平及工藝差異對此類產品的影響起著至關重要的作用。從工程的角度本公司為保證工程質量，使用雙飛叉高端日式卷線機，該工藝即保證了電樞兩側銅線快速的進入鐵芯槽中，又能降低轉子的兩側不平衡量。同時為了有效的防止銅線與軸之間、銅線與鐵芯之間絕緣損傷、匝間短路和絕緣不良，斷線，脫鉤，反嵌，圈數差，絕緣擊穿等故障的發生，選擇絕緣涂層和絕緣套筒雙重保護的設計。
4 汽車天窗電動機電刷板結構及原理設計
電刷板是電機機械固定部分和轉動部分之間傳遞能量或信號的裝置。其工作過程是將外部恒定電流通過電刷輸入加載到轉動轉子上，配合換向器改變電流方向維持馬達持續旋轉的過程。同時它還有將大軸上的靜電荷經過電刷引入大地靜電的保護作用。
本設計的電刷板是由M型碳刷架及端蓋、彈簧及碳刷、連接板及接地片、電容及扼流線圈等四部分組成。各部分作用如下，M型碳刷架及端蓋部分有固定機械和轉動的作用。彈簧及碳刷組立品有改變電流方向與換向器配合對電機起換向的作用。而連接板及接地片則起著電刷板輸入外部電流的橋梁及靜電保護的導體作用。電容及扼流線圈部分有減少直流電機損耗，提高使用壽命、電機運轉穩定性以及降低直流電機的噪聲和電磁干擾得作用。只有各部分同時有效而且配合偏差減少時，電機才能更順暢有效的換向，同時還可以有效地減少電機刺耳的電刷噪音。
電機轉動的時候，將電能通過碳刷及換向器輸送給線圈，其碳刷越長則電機使用壽命就越長。因此本設計根據使用空間選擇長為12±1mm SAE/AISI 1144材質的碳化物質。由于碳刷作用在換向器表面的壓入力大小直接影響馬達噪音及壽命，因此本設計通過不斷的實驗和驗證將壓入力設計在1.4+/-0.3N范圍內，以便調整馬達在合適的噪音水平中。最好選擇彈簧支撐的材質為SPCC-SD。
因為轉子滾動時，電刷始終與換向器進行摩擦，而且在換向的瞬間還會產生電火花灼蝕，所以電刷是直流電機里的易損件。因此伴隨著設計經驗的增多，在選擇材質和部品配合時一定要多考慮產品的使用壽命、盡量通過合理的電路設計降低電機噪聲和電磁干擾等不良影響，提高電機的品質能力。
5 汽車天窗電動機齒輪箱結構及原理設計
當汽車行駛速度過快時有可能造成天窗吹落，或是由于風阻產生
引言
隨著全球經濟的發展，節能和環保問題日益突出，作為解決該問題的方法之一的電動車實用化逐漸受到各個國家的重視。
由于感應電動機具有小型輕量、效率較高、結構簡單、價格低廉、容易維護、寬范圍的恒功率控制容易實現等優點，從而在電動車驅動系統中得到了廣泛的應用。雖然感應電動機需要滯后的無功電流來建立磁場，導致其功率因數較低，低速輕載運行時效率很低；然而可以通過控制電機來改變其在確定的定轉子角頻率和負載轉矩下的運行工況，此時電動機輸入功率將要發生變化，效率在電機輸出功率保持不變的情況下也會發生變化，其關鍵是電動機與逆變器的損耗，控制某個（或幾個） 變量把電動機損耗降為最小，那么該工況的最大效率控制點也就找到了。因此在電動機的設計及控制上有其特殊性，需要綜合系統的特性和要求進行優化設計[1，2]。
1.電磁有限元方法
1864年，Maxwell在總結前人工作的基礎上，提出了適用于宏觀電磁現象的數學模型，稱之為Maxwell方程組。它是電磁理論的基礎，也是隨后出現的工程電磁場數值分析的出發點。
有限元的思想最早由Courant于1943年提出的。20世紀50年代初期，在復雜的航空結構分析中最先得到應用。有限元法以變分原理為基礎，用剖分插值的辦法建立各自由度間的相互關系，把二次泛函的極值問題轉化為一組多元代數方程組來求解。它能使復雜結構、復雜邊界情況的定解問題得到解答。1965 年，Winslow 首先將有限元法應用于電氣工程問題，用以分析加速器磁鐵的飽和效應。而電機內的電磁場問題的第一個通用非線性變分表述，則是由 P.Silvester 和 M. V. K.Chari于 1970 年提出的。此后，有限元法得到了快速發展，被認為是電機工程領域內發展得最迅速的一種技術，并陸續應用于各種電工問題[3]。
1.1 基本理論[4，5，6]
1.2 邊界條件
電磁場的分析和計算通常歸結為求偏微分方程的解，而為了得到唯一解，必須在該區域的邊界上給出足夠的信息，即邊界條件，這也是在Helmboltz定理中所明確指出的。
（7）
2.EMC120型電機建模、分析
EMC120為我公司針對電動汽車與某電機廠家聯合設計的一款驅動電機，其基本結構為三相異步電動機，采用水冷機殼。
根據上述模型在指定材料特性，設置邊界和源的條件后，進行有限元求解。經過后有限元的處理功能，可以得到如圖所示的電機磁力線分布，圖 3中為電機轉速在 1780r/min空載時的磁場分布圖。圖中我們可以明顯看出電機的6個磁極，觀察顏色變化及疏密程度不同，可以直觀的找出電機磁通的最大和最小位置。
2.1 電機性能曲線
經過有限元后處理功能，我們能方便的得到想要的電機瞬態性能曲線。下圖5為電機空載時的速度與時間的曲線。
2.2 設計值與試驗值的對比分析
本文所計算的電機主要參數與實測值對比見下表。
由上表可知，在二維有限元電磁場計算出的主要性能參數與實際值相差很小。2D電磁場的有限元法已經足以滿足工程計算的需要，它比以往的磁路計算方法更貼近工程問題的物理本質現象，不受結構變化的影響，可以適用于各種電磁場情況。其直觀、方便的后處理功能使設計人員不用過多的與大量而繁雜的數據接觸，減少不必要的失誤。
結束語：
軟件的操作與運行環境已經有了長足的進步，開發出了一批電磁場分析的商品軟件，其中包括用以計算三維恒定電、磁場和渦流場及其后處理的功能，在實際工作中給設計工程師帶來了很大的方便。利用計算電磁學的工具已能夠進行電磁設備的有效設計，避免制造昂貴的樣機，能夠研究許多傳統方法不能解決的問題，因而這一工具在電機工業領域得到了日益廣泛的應用。
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中圖分類號:TN141.9 文獻標識碼:A
The Matrix LED Dynamic Backlight and Drive Circuit's Design
ZHENG Xiao-bin, YAO Jian-min, LIN Zhi-xian, XU Sheng, LI Yuan-kui, RUAN Kai-ming, GUO Tai-liang
(College of Physics and Information Engineering Fuzhou University, Fuzhou Fujian 350002, China)
Abstract: Because of its non-luminous, the liquid crystal needs backlight. At present majority use the Cold Cathode Fluorescent Lamp(CCFL) as backlight. But the brightness is not easy to be controlled and response slow and so on disadvantages of CCFL, it results the energy wasted and motion blur of the liquid crystal display. This study introduced a structure of direct dynamic backlights based on LEDs, in which the light emission of every LED was restricted to a smaller area on the diffuser film and every LED was only responsible to illuminate one part of LCD. Designed the drive circuit of dynamic backlight, the LED backlight achieves the corresponding brightness by the analysis to the demonstration picture to obtain the parts of different best brightness and using the way of dynamic controlling the brightness. Using Matlab software simulation LED backlight, results show that the dynamic backlight can effectively reduce power consumption and improve image contrast.
Keywords:backlight; LED; dynamic; reduce the power consumption; drive circuit
引 言
液晶顯示(liquid crystal display,LCD)已在眾多領域迅速取代了傳統陰極射線管(cathode ray tube, CRT) 顯示技術[1],使LCD顯示器成為了家電市場的主導產品。由于液晶本身不發光,需要通過背光照明,因此目前大多數產品采用陰極射線熒光燈(CCFL)作為背光源。但因CCFL的亮度不容易控制,而液晶電視是采用調節LCD的控制電壓,改變液晶的透過率來實現對LCD總體亮度的控制,這種方式在很多情況下造成了背光模組的光能和電能的浪費。另一方面,隨著世界各國對環保的重視以及RoHS法規的實施,近年來LCD廠商正積極地尋求冷陰極熒光燈的替代方案。
過去數年,LED已得到廣泛應用,其中成長最快的應用領域是LCD的背光應用。且數年間LED已在小尺寸顯示屏的背光應用領域得到普及,已取代了CCFL,而在中大尺寸的應用中,LED取代CCFL也正成為趨勢[2]。LED背光已開始邁入需要更高性能和更長工作時間的中大尺寸顯示屏背光的應用中。采用以色彩還原好、省電、壽命長為優點的LED背光源,是高端液晶電視的趨勢。文中所做項目攻克了背光源模塊過厚、傳統LCD背光散熱量大、工作時間過長和高溫下亮度和色彩易漂移的技術難題,使其色域范圍超過 110% NTSC[3]。
1 點陣式LED動態背光源
LED(light emitting diode)即發光二極管,是一種能夠將電能轉化為可見光的固態半導體器件,它可以直接把電轉化為光。同時LED是一種電流型器件,即它的工作狀態是以通過它的電流為標準的,其工作電流在20mA左右,管壓降在1.8～4V。一般在20mA工作電流時,LED能發揮最大的光電效率,超過這一電流值,雖然其亮度還能增加,但二極管的功耗和發熱激增,壽命會大大縮短。為了將LED的工作電流控制在20mA,過去大都采用串聯電阻的方法――限流電阻法,而現在一般采用集成電路恒流源。
點陣式LED背光,就是LED均勻地分布在整個背光面上,各個LED所照射出的光均勻地投射在整個背光膜上。點陣式LED如圖1所示。我們知道,單獨控制液晶的每一個像素點的點亮是難以實現的,但是可以通過盡量細分對液晶的照明區域,使單個LED 只負責為液晶的部分區域提供背光照明,這樣就可以最大程度地提高LCD的顯示質量。
采用亮度動態控制的方式可以很方便地通過調節LCD背光源電源電壓或輸入電流的大小,從而改變LCD的發光強度,可使電視在LCD較低能耗條件下工作。亮度動態控制就是通過對顯示的畫面進行分析,得到不同區域的最佳亮度的同時控制LCD背光達到相應的亮度。采用動態背光源能有效地改善目前LCD所存在的兩大問題:動態模糊(motion blur)和對比度低。
整體背光的亮度隨著影像內容個別進行亮度調變,動態背光模塊驅動模式所展現的并不是恒定亮度均勻光源,而是提供一個類似影像內容調變的動態的背光源,此模式可有效解決暗室漏光問題,大幅提升影像動態對比度[4]。由于主動式動態背光模塊驅動模式所展現的并不是恒定亮度均勻光源,而是提供一個類似影像內的主動式動態背光源,因此功耗大小隨不同影像內容有所差異。因此動態LED背光模塊的平均功耗將會比傳統 CCFL 背光模塊低,達到省電節能的功效,同時也可有效降低 LED 熱源的產生,解決一般 LED 背光源模塊所面臨的問題。因此,可使LED將不再需要額外的風扇及特殊散熱結構,即可有效降低整體材料及制造加工成本,同時由于 LED 低功耗將可進一步提高LED產品壽命與可靠度。同時借由動態驅動電路設計,可進一步提升影像的畫面質量,消除普通液晶顯示在顯示快速移動物體時出現的拖影現象。
2 驅動電路設計
LED動態背光原理框圖如圖2所示。視頻源信號是由計算機DVI顯卡接口輸出的分辨率為1024×768、刷新率為60Hz的視頻信號。視頻接收單元的解碼芯片采用Silicon Image公司的SiI161芯片,其解碼輸出24bits的RGB像素數據?？刂颇K的作用是由FPGA接收、緩存及處理數據,并驅動VGA轉換電路和LED背光源驅動電路。數據緩存采用數據乒乓存儲機制,將RGB三色數據存儲在數據緩存單元中的兩部分SRAM中。FPGA將處理后的數據送到VGA轉換電路模塊,驅動LCD顯示屏。同時,FPGA通過對灰度數據的采樣與計算,傳遞給LED背光源驅動電路所需要的數據和控制信號。LED背光源的驅動電路主要包括集成灰度調制電路和行后級放大單元電路。
2.1 集成灰度調制電路
LED灰度級顯示的方法目前有很多,包括幅值法、空間法、時分法,其中較為常見的是PWM法(脈寬調制法),也叫占空比法。這種方法是在掃描脈沖對應時間內,從數據脈寬中劃出的一個灰度調制脈沖[5]。數據脈沖的寬度可以劃分為多個等級,不同的寬度等級代表不同的灰度信息,從而可以使被選通的像素實現不同的灰度等級。PWM方式根據數據大小的不同,在一個周期內輸出灰度調制脈沖的占空比將產生相應的變化。以8位數據為例,如圖3所示,輸出的脈寬信號與數值大小成比例關系。當數據最大時(脈沖1,11111111),脈沖高電平占滿整個周期,達到全占空比;當數據為最大數據的一半時(脈沖2,10000000),則脈沖高電平占整個周期的一半,以次類推,當數據為0時,則整個周期內脈沖為低電平。這種灰度調制方法可以很容易地通過數字電路控制將灰度數據信息攜帶在列信號脈沖上,是平板顯示器中常用的灰度實現方案,尤其是電流型器件,如LED、OLED、FED的驅動電路中均有采用[6]。
本系統集成灰度調制采用PWM灰度調制芯片BHL2000。BHL2000專用集成電路芯片是由北京北方華虹微系統有限公司開發的具有自主知識產權的超大規模集成電路,廣泛應用在LED大屏幕和其它類型的顯示屏系統上。它采用雙端口SRAM技術,解決了其它芯片數據傳輸會占用可貴的顯示時間的突出問題,保證了圖像的亮度和灰度[7]。BHL2000采用PWM調制方式,主要由譯碼器、比較器、SRAM、計數器等部分構成,其內部結構框圖如圖4所示。
BHL2000芯片內部采用雙端口SRAM技術,數據的寫入和讀出操作分別由不同的時鐘和地址控制,因此數據的寫入和讀出互不影響。在寫入時鐘WR驅動下,數據從DIN0~DIN7輸入,在內部移位寄存器中串行移位16次后,由級聯口SHIFT0~ SHIFT7移出。行、場控制信號HS、YS則確定數據在存儲器中的存儲位置,最多可以存8×16×32個字節。輸出行、場控制信號HCLK、CLR確定取數位置,在讀出時鐘CLK控制下進行灰度調制,輸出脈寬信號O0~O15。BHL2000的16路漏級輸出接上拉電阻可產生最大80mA的驅動電流[8],同時串有8路級聯信號到下一個芯片。本系統中為了點亮一個48×32的LED點陣,需要三片BHL2000級聯。
2.2 行后級驅動單元
行后級驅動單元實現的是行掃描功能。利用FPGA送給行后級驅動單元的32路行信號可實現對LED背光的逐行掃描和隔行掃描。
本系統采用48×32點陣LED作為背光源,因此每顯示一行需要的電流是比較大的,假如每顆高亮度LED燈的額定電流是25mA,則驅動一行所需要的電流是25×48=1.2A,一般的驅動放大芯片無法滿足要求。因此,需要采用有較大驅動能力的MOS管,在本系統中使用的是STM4953。STM4953是雙P溝道增強型場效應管,輸出電流可達4.5A,完全可以滿足系統的要求。
其內部有兩個CMOS管,1、3腳為VCC,2、4腳為控制腳,2腳控制7、8腳的輸出,4腳控制5、6腳的輸出,只有當2、4腳為“0”時,7、8、5、6腳才會輸出,否則輸出為高阻狀態。
3 系統仿真
本系統采用FPGA對整個系統控制。FPGA控制模塊是整個系統的時序產生控制電路部分,它通過產生相應的控制信號,分別對數據緩存及處理單元、集成灰度調制驅動單元、行后級集成驅動單元進行控制。FPGA控制電路產生SRAM的控制信號和相應的地址信號來實現對數據緩存單元的控制,同時 FPGA控制電路對集成灰度調制驅動單元的控制,是通過產生BHL2000的灰度調制控制信號來實現。而 FPGA控制電路對行后級集成驅動單元的控制,是通過產生1/32的行脈沖信號并送到STM4953來實現。圖5是 FPGA產生的控制信號的總體流程圖。
根據系統輸入、輸出信號的要求,本設計采用Cyclone公司的EP1C6 為目標芯片,以quartus為開發工具,Verilog語言為開發語言,進行FPGA設計。本設計對集成灰度調制和行后級采用模塊化設計,如圖6所示。BHL2000模塊的功能是送給BHL2000芯片所需的控制信號wr、hs、vs、hclk、clk、clr及8位串行灰度信號。row模塊的功能是向行選驅動模塊提供32位并行的行信號 row[31..0]。
4 實驗結果
為了驗證點陣式動態背光源的效果,本設計采用Matlab進行模擬圖像所需的背光源,試驗中選用了2幅1024×768像素的8bit灰度圖像。如圖7所示為仿真試驗結果圖。測試圖像自左至右依次為測試圖1、測試圖2;圖(a)為原始圖像;圖(b)為LED背光仿真圖;圖(c)為基于LED影像背光的試驗結果圖。
由試驗結果可以看到,當原始圖像的像素灰度數值越小時(如測試圖2與測試圖1比較時),背光亮度可降低的幅度越大,因此能更有效地降低背光源的功耗;仿真結果圖像(c)與原始測試圖像(a)相比,整體亮度會有所降低,不影響圖像的顯示質量,但基于動態背光源所顯示的圖像比恒定的背光源能更有效地降低功耗,另外圖像的對比度也有一定的提高。
5 結 論
本文提出了一種基于點陣式LED的動態背光源結構,將單個LED發出的光投射區域限制在散光膜的單一區域,即每個LED只負責液晶部分區域的背光照明。并設計了動態背光源的驅動電路,通過對顯示的畫面進行分析,采用亮度動態控制的方式可以得到不同區域的最佳亮度,同時驅動LED背光達到相應的亮度。本文利用Matlab軟件仿真LED背光源,結果表明采用動態背光源能有效地降低功耗,提高圖像對比度。
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